申 興，王久和

（北京信息科技大學(xué)自動化學(xué)院，北京 100101）

三電平VIENNA整流器具有功率因數(shù)高，輸入電流總諧波畸變THD（total harmonic distortion）低，開關(guān)器件少，開關(guān)應(yīng)力低等優(yōu)點(diǎn)，因而被廣泛應(yīng)用于能量單向流動的中大功率場合[1]。中點(diǎn)電位波動是三電平變換器的固有問題，會增加注入電網(wǎng)電流的諧波分量，電壓嚴(yán)重偏離時(shí)會導(dǎo)致開關(guān)器件以及直流側(cè)電流承受過高電壓而損壞。針對中點(diǎn)電位平衡問題，眾多學(xué)者提出多種平衡控制策略。文獻(xiàn)[2]分析了調(diào)制度和功率因數(shù)角對中點(diǎn)電位的影響，并給出了中點(diǎn)電流波動的數(shù)學(xué)模型；文獻(xiàn)[3]闡述了非線性負(fù)載情況下，電流的奇次諧波會導(dǎo)致中點(diǎn)電位的低頻波動，而偶次諧波會造成中點(diǎn)電位的偏移；基于空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM的平衡策略，多使用最近三矢量NTV（nearest three vector）合成方法，該算法簡單實(shí)用，有效降低開關(guān)頻率，輸出波形較好且受電磁干擾影響小[4]；但在較高調(diào)制度和較低的功率因數(shù)角時(shí)，會出現(xiàn)低頻振蕩，存在中點(diǎn)電位平衡的不可控區(qū)域[5]；文獻(xiàn)[6]對中點(diǎn)電位的低頻振蕩進(jìn)行分析，給出了抑制低頻振蕩的控制策略，但忽略了該算法對負(fù)載電流諧波的作用，使電流諧波畸變率上升；文獻(xiàn)[7]提出的VSVPWM調(diào)制策略，是一種非最近三矢量non-NTV合成方法，能夠在全范圍內(nèi)處理中點(diǎn)電壓偏移問題，但存在開關(guān)次數(shù)較多，諧波特性較差的問題，且當(dāng)直流側(cè)電容存在容差時(shí)，仍然存在中點(diǎn)電位不平衡問題[8]。因此中點(diǎn)電位的平衡控制應(yīng)是抑制電位波動，開關(guān)損失及輸出電流THD的折衷[9]。

本文詳細(xì)分析了傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制時(shí)中點(diǎn)電位的可控和不可控區(qū)域，提出了改進(jìn)型混合調(diào)制策略。在可控區(qū)域內(nèi)采用SVPWM調(diào)制策略；在不可控區(qū)域，利用合成虛擬中矢量的方法，削弱較高調(diào)制度時(shí)中矢量對中點(diǎn)電位的影響作用，保證在每個(gè)周期內(nèi)中性點(diǎn)電流為0。由于保留了中矢量的作用，能夠保證矢量的光滑過渡，不會導(dǎo)致輸出電壓畸變。

1 VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

VIENNA整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。圖1中ua、ub和 uc為三相交流電壓；ia、ib和 ic為三相交流電流；R、L為輸入濾波電阻和電感；C1、C2為直流側(cè)上、下電容；uC1、uC2分別為兩電容上的電壓；inp為中性點(diǎn)電流； uDC為直流母線端電壓，uDC＝uC1＋uC2；ΔuDC為直流母線中點(diǎn)電位波動，ΔuDC＝uC1-uC2。SWi（i=a，b，c）為雙向開關(guān)，由單可控管IGBT和二極管構(gòu)成。SWi=1時(shí)，雙向開關(guān)導(dǎo)通；SWi=0時(shí)，雙向開關(guān)關(guān)斷。在進(jìn)行SVPWM調(diào)制時(shí)，定義其開關(guān)狀態(tài)Si為

圖1 VIENNA整流器拓?fù)銯ig.1 Topology of VIENNA rectifier

根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，不會出現(xiàn)ppp和nnn的情況，將開關(guān)狀態(tài)轉(zhuǎn)換到兩相靜止坐標(biāo)系中可以產(chǎn)生25個(gè)電壓空間矢量，如圖2所示。

圖2 三電平VIENNA整流器空間矢量Fig.2 Space vectors of three-level VIENNA rectifier

2 中點(diǎn)電位不可控區(qū)域分析

中性點(diǎn)電流對直流側(cè)電容充放電，造成了兩電容上電壓的不平衡。不同的矢量作用對中性點(diǎn)電流的影響不同，通過分析可知，只有中矢量和小矢量會造成不為零的中性點(diǎn)電流[10]，如圖3所示。

令inp（V）表示對應(yīng)的空間矢量V所產(chǎn)生的中性點(diǎn)電流。若iM表示一個(gè)周期內(nèi)中矢量產(chǎn)生的平均電流，則

式中，dM為一個(gè)周期內(nèi)中矢量M的占空比。

圖3 60°扇區(qū)矢量分析Fig.3 Vector analysis in 60°sectors

圖4 平衡因子極限情況下的中性點(diǎn)電流Fig.4 Neutral-point current in the limiting case of balance factor

由于在一個(gè)60°扇區(qū)內(nèi)有兩組小矢量，且每組小矢量都含有極性相反的正、負(fù)小矢量。設(shè)f，k分別為兩組矢量的分配因子，f，k∈（-1，+1）則

則可得一個(gè)周期內(nèi)小矢量產(chǎn)生的平均電流為

因此，中性點(diǎn)電流可以表示為

考慮4種極限情況，當(dāng)小矢量的分配因子為-1和+1時(shí)，可得到4種電流，分別為

由此可得到中性點(diǎn)電流的最大和最小值分別為

如果極限情況下的最大、最小電流在任何調(diào)制度和功率因數(shù)下均滿足條件

那么，通過調(diào)節(jié)平衡因子，在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)可使中性點(diǎn)電流完全被控制為0，而不影響中點(diǎn)電位的平衡，即中點(diǎn)電位平衡的可控區(qū)域。然而事實(shí)表明[11]，在高調(diào)制度和低功率因數(shù)情況下，中性點(diǎn)電流主要由中矢量產(chǎn)生，而僅靠分配冗余小矢量的方法不能完全抵消中矢量的影響。即使在極限情況也不能使中性點(diǎn)電流為0，即中點(diǎn)電位平衡的不可控區(qū)域。文獻(xiàn)[11]給出了在調(diào)制度m=1、功率因數(shù)角為π/6時(shí)，中性點(diǎn)電流的最大和最小值情況，如圖4所示。陰影區(qū)域是不滿足式（8）條件的區(qū)域，即不可控區(qū)域。

3 混合調(diào)制策略

在可控性區(qū)域內(nèi)時(shí)（滿足式（8）條件），則中點(diǎn)電位完全可控，可根據(jù)傳統(tǒng)SVPWM調(diào)制方法，分配冗余小矢量的作用時(shí)間，使中點(diǎn)電位達(dá)到平衡。以第1扇區(qū)為例說明。當(dāng)參考向量Vref在圖3位置時(shí)，根據(jù)最近三矢量合成原則，應(yīng)選用VM、VL1、VS2來合成參考矢量。由于小矢量的冗余性，分配正負(fù)小矢量的作用時(shí)間，令

式中：t+為正小矢量作用時(shí)間；t-為負(fù)小矢量作用時(shí)間?；陔姾善胶饪刂品椒╗10]，可得平衡因子k為

重新分配矢量作用時(shí)間，可使中點(diǎn)電位達(dá)到平衡，即

此時(shí)開關(guān)序列為poo-pon-pnn-onn-pnn-pon-poo。

在不可控區(qū)域時(shí)（不滿足式（8）條件），由于中矢量的作用，即使在冗余矢量的極限位置，還是無法將中性點(diǎn)電流控制為0，中點(diǎn)電位依舊有波動。這時(shí)采用VSVPWM策略，用小矢量和中矢量代替原來的中矢量，減小中矢量的作用，控制中性點(diǎn)電位的波動。以第1扇區(qū)為例分析，如圖5所示。

圖5中，VVM是合成的虛擬中矢量。為保證合成的虛擬矢量對中性點(diǎn)電流無影響，且保留中矢量的作用，選擇中矢量 pon（ib）、小矢量 oon（ic）和 poo（ia）來合成虛擬矢量，即

圖5 合成虛擬中矢量Fig.5 Synthesis of virtual medium-sized vector

由于ia+ib+ic=0，3個(gè)矢量作用時(shí)間相等，則每個(gè)采樣周期內(nèi)流入中點(diǎn)的電流始終為0。虛擬矢量位于扇區(qū)中心，將扇區(qū)劃分為6個(gè)部分，在每個(gè)部分仍然根據(jù)伏秒平衡原理，可求各個(gè)矢量的作用時(shí)間，當(dāng)參考矢量在圖5位置時(shí)，合成矢量應(yīng)為VVM、VS2、VL1，由于虛擬中矢量和長矢量不會對中性點(diǎn)電流造成影響，只有小矢量對中性點(diǎn)電流產(chǎn)生影響，則應(yīng)平均分配正負(fù)小矢量的作用時(shí)間，使流入和流出中性點(diǎn)的電流相等，即

得到 TVM后將其平均分到 VS1p、VS2n、VM上，即

則此時(shí)的開關(guān)序列為ppo-poo-pon-pnn-onn-pnnpon-poo-ppo，與傳統(tǒng)SVPWM七段式開關(guān)序列相比，VSVPWM為九段式開關(guān)序列，每個(gè)周期增加了2個(gè)開關(guān)狀態(tài)，開關(guān)頻率增加了1/3。但其可在不可控區(qū)域使中性點(diǎn)電位平衡，降低了低頻脈動，達(dá)到性能要求。

4 仿真實(shí)驗(yàn)研究

為了驗(yàn)證本文提出的分段式中點(diǎn)電位平衡策略的可行性，用MATLAB/Simulink軟件搭建仿真平臺。仿真結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示，IHPWM算法流程如圖7所示。仿真實(shí)驗(yàn)參數(shù)為：交流側(cè)使用三相對稱正弦電源，相電壓有效值220 V，工頻50 Hz；直流側(cè)上下電容均為2 200 μF；負(fù)載選為阻感負(fù)載，電阻50 Ω，電感5 mH，調(diào)制頻率為5 kHz。

圖6 IHPWM仿真結(jié)構(gòu)框圖Fig.6 Block diagram of simulation model using IHPWM

圖7 IHPWM模塊工作流程Fig.7 Flow chart for the operation of IHPWM module

該混合調(diào)制策略，不影響VIENNA整流器的正常工作，交流側(cè)a相電壓、電流波形如圖8所示，可見電壓電流基本同相位，實(shí)現(xiàn)整流器的單位功率運(yùn)行。由于采用VSVPWM策略，輸出電壓會有一定的諧波，但在可接受范圍內(nèi)，如圖9所示。

圖8 a相電壓與電流波形Fig.8 Waveforms of voltage and current in phase a

為比較混合調(diào)制策略在抑制中點(diǎn)電位低頻振蕩的有效性，進(jìn)行了對比實(shí)驗(yàn)。圖10是未加中點(diǎn)平衡算法的中點(diǎn)電位波形。由圖可見，中點(diǎn)電位波動嚴(yán)重，不能達(dá)到平衡效果，會對整個(gè)整流器裝置產(chǎn)生嚴(yán)重的影響，甚至損壞器件。圖11是采用傳統(tǒng)SVPWM電荷平衡控制算法得到的中點(diǎn)電位波形，該方法可以快速使中點(diǎn)電位平衡，但是無法消除低頻脈動。圖12是混合調(diào)制策略平衡算法的中點(diǎn)電位，在保證中點(diǎn)電位平衡的同時(shí)，可以有效降低低頻脈動。

圖9 輸出電壓波形Fig.9 Waveform of output voltage

圖10 未加中點(diǎn)平衡控制算法的中點(diǎn)電位波形Fig.10 Waveform of neutral-point voltage without using the neutral-point balance control algorithm

圖11 傳統(tǒng)SVPWM電荷平衡控制算法的中點(diǎn)電位波形Fig.11 Waveform of neutral-point voltage using traditional SVPWM balance control algorithm

圖12 混合調(diào)制平衡算法的中點(diǎn)電位波形Fig.12 Waveform of neutral-point voltage using IHPWM balance algorithm

5 結(jié)語

本文針對三電平VIENNA整流器固有的中點(diǎn)電位不平衡問題，分析了中點(diǎn)電位的可控和不可控區(qū)域，提出了改進(jìn)型的混合調(diào)制策略IHPWM。在可控區(qū)域采用傳統(tǒng)SVPWM，在不可控區(qū)域采用VSVPWM，并進(jìn)行了仿真研究。結(jié)果表明，該策略能快速有效地抑制中點(diǎn)電位的波動和低頻振蕩。

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