蘇 敏，鄒旭東

（1.華中科技大學(xué)中歐清潔與可再生能源學(xué)院，武漢430074；2.華中科技大學(xué)強(qiáng)電磁工程與新技術(shù)國家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，武漢430074）

直流變換器（DC/DC）是電力電子變換裝置的一個(gè)重要應(yīng)用分支，隨著電力電子技術(shù)的普及，以DC/DC變換為核心的開關(guān)電源應(yīng)用越來越普遍，是當(dāng)前電源產(chǎn)業(yè)重要的方向之一。新一代電力電子變換器需要滿足效率高、功率密度高、可靠性高和成本低等要求。目前基于硅半導(dǎo)體材料的功率器件其性能接近材料理論極限，在通態(tài)電阻、寄生參數(shù)、開關(guān)頻率、耐壓特性和耐高溫特性上難以通過技術(shù)革新和工藝改進(jìn)有長足的提高。

為此，本文使用SiC材料的開關(guān)器件，使用非晶、超微晶等方面的優(yōu)化設(shè)計(jì)，大大提高了直流變換裝置的效率、增大了直流變換裝置的功率密度，減小了直流變換裝置的體積尺寸，提高了變換裝置的可靠性。文獻(xiàn)[1-2]詳細(xì)分析了移相全橋DC/DC變換器的工作原理及設(shè)計(jì)過程。但傳統(tǒng)移相全橋ZVS變換器在低壓大電流情況下整流二極管導(dǎo)通損耗較大，降低了變換器效率[3，4]。本文采用在變壓器副邊多個(gè)MOSFET并聯(lián)的同步整流技術(shù)來代替二極管整流。但由于副邊整流管工作在高頻硬開關(guān)狀態(tài)，整流管的結(jié)電壓會與變壓器的漏感或外加諧振電感產(chǎn)生諧振，導(dǎo)致整流管存在電壓震蕩和電壓尖峰，尖峰電壓最大能夠達(dá)到二極管正常工作電壓的2倍，從而使整流管損耗增大，嚴(yán)重影響整流管使用壽命。文獻(xiàn)[5]采用RCD緩沖電路，能夠很好地抑制輸出整流管上的電壓尖峰和振蕩，但仍然有能量消耗在電阻上，不利于效率的提高；文獻(xiàn)[6]采用有源箝位電路，既可以抑制振蕩、又不存在損耗，但需要增加開關(guān)管和相應(yīng)的驅(qū)動電路，成本提高。本文采用在變壓器原邊加箝位二極管的方法來抑制尖峰電壓。簡單方便，且抑制電壓尖峰和振蕩效果顯著。

1 移相全橋ZVS變換器拓?fù)?/h2>

1.1 二極管整流和同步整流功耗

在低壓大電流輸出的DC/DC變換器中，通常采用肖特基二極管作為整流管，典型壓降為0.3～1 V，整流管的導(dǎo)通損耗占總損耗的很大部分。二極管正向?qū)〞r(shí)，其等效電路為等效電阻串聯(lián)電壓源的形式，其導(dǎo)通損耗的計(jì)算公式為

式中：n為并聯(lián)二極管的個(gè)數(shù)；I為流過二極管的電流；Rds為相應(yīng)的導(dǎo)通電阻；VF為二極管導(dǎo)通壓降。若忽略其導(dǎo)通電阻，則整流電路消耗的功率占總輸出功率的比值為

式中，Vo和Io分別為輸出電壓和輸出電流。

選取市場上不同耐壓等級的肖特基二極管，計(jì)算其消耗功率與總功率的百分比，如圖1所示。

圖1 整流二極管消耗功率占總功率的百分比Fig.1 Percentage of the power consumed by rectifier diode to the total power

由圖1可以得出，整流二極管在低壓大電流情況下，損耗較大，從而使開關(guān)電源的溫度上升，可能會造成系統(tǒng)運(yùn)行不穩(wěn)定、元器件的壽命降低等后果。而MOSFET具有雙向?qū)ǖ奶匦?，?dāng)MOSFET反向?qū)〞r(shí)，呈線性的伏安特性，等效電路為一個(gè)電阻。低漏源極電壓的MOSFET導(dǎo)通電阻極低，通常為幾mΩ，因此，導(dǎo)通壓降極低。在大電流的情況下，可將多個(gè)MOSFET并聯(lián)使用，等效為通態(tài)電阻并聯(lián)，可獲得更小的通態(tài)電阻和通態(tài)壓降，從而極大地減小功率損耗。

1.2 輸出整流管電壓振蕩及抑制

傳統(tǒng)移相全橋ZVS PWM DC/DC變換器其副邊整流管通常工作在高頻硬開關(guān)狀態(tài)，輸出整流管的結(jié)電容會與變壓器的漏感或外加諧振電感產(chǎn)生諧振，導(dǎo)致整流二極管存在電壓振蕩和電壓尖峰，尖峰電壓最大能夠達(dá)到二極管正常工作電壓的2倍，從而使二極管損耗增大，嚴(yán)重影響二極管使用壽命。采用原邊加箝位二極管的方法，其在抑制電壓尖峰和振蕩上效果顯著，且結(jié)構(gòu)簡單，易于實(shí)現(xiàn)。

1.3 隔直電容對電路的影響

實(shí)際電路中，開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間和通態(tài)壓降不可能完全一致，導(dǎo)致vAB不可能是純粹的交流電壓，而含有一定的直流分量，直流分量會導(dǎo)致變壓器鐵芯磁化，勵(lì)磁電流增大，會損壞開關(guān)管。在變壓器原邊串聯(lián)隔直電容來抑制直流磁化。但隔直電容與諧振電感和變壓器有四種可能組合。本文采用變壓器與滯后橋臂連接，隔直電容與變壓器串聯(lián)，Cb上的直流電壓分量不會導(dǎo)致原邊電流正負(fù)半周不對稱。

2 移相全橋ZVS變換器工作原理

基于上述分析，移相全橋ZVS變換器采用隔離型拓?fù)?；前級為移相全橋，采用ZVS技術(shù)；后級為全波整流，采用同步整流技術(shù),其拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及主要波形如圖2所示。前級開關(guān)管采用SiC MOSFET，提高開關(guān)頻率，減小通態(tài)損耗；高頻變壓器和濾波電感的設(shè)計(jì)采用超微晶材料，提高系統(tǒng)的功率密度。各開關(guān)模態(tài)下的等效電路如圖3所示。

1）開關(guān)模態(tài) 0（t0時(shí)刻前）

在 t0時(shí)刻前，Q1、Q4和 QS1導(dǎo)通，QS2截止， 原邊向副邊傳遞能量。

2）開關(guān)模態(tài) 1（t0～t1）

t0時(shí)刻，Q1關(guān)斷，原邊電流給C1充電，同時(shí)給C3放電，VAB下降。由于有C1和C3，Q1是零電壓關(guān)斷。隨著VAB的下降，變壓器原邊電壓也下降，其副邊電壓相應(yīng)下降，同步整流管的驅(qū)動電壓不足，此時(shí)MOSFET關(guān)斷，副邊電流流經(jīng)其體二極管DS1，輸出整流管QS2的結(jié)電容CS2開始放電。t1時(shí)刻，C1的電壓上升到Vin，C3的電壓下降到0，D3導(dǎo)通。

3）開關(guān)模態(tài) 2（t1～t2）

圖2 移相全橋ZVS變換器拓?fù)浜椭饕ㄐ蜦ig.2 Topology and main waveforms of phase-shift fullbridge ZVS converter

D3導(dǎo)通后，可以零電壓開通Q3。當(dāng)A點(diǎn)電位降為零時(shí)，C點(diǎn)電壓還沒有下降到0，此時(shí)整流側(cè)DS1繼續(xù)導(dǎo)通，QS2的結(jié)電容繼續(xù)放電，ip繼續(xù)下降。t2時(shí)刻，QS2的結(jié)電容放電結(jié)束，DS2導(dǎo)通，C點(diǎn)電壓下降到0。

4）開關(guān)模態(tài) 3（t2～t3）

DS1和DS2同時(shí)導(dǎo)通，將變壓器原副邊電壓箝位在 0，此時(shí) A、B、C 三點(diǎn)電壓均為 0，iLr與 ip相等，處于自然續(xù)流狀態(tài)，并且保持不變。

5）開關(guān)模態(tài) 4（t3～t4）

t3時(shí)刻，Q4關(guān)斷，iLr給 C4充電，同時(shí) C2放電。由于C2和C4的存在，Q4零電壓關(guān)斷。由于DS1和DS2都導(dǎo)通，變壓器原副邊電壓均為0，VAB直接加在Lr上。因此，在這段時(shí)間，實(shí)際上Lr和C2、C4在諧振工作。到t4時(shí)刻，C4的電壓上升至Vin，C2的電壓下降到0，D2自然導(dǎo)通。

6）開關(guān)模態(tài) 5（t4～t5）

在t4時(shí)刻，D2自然導(dǎo)通，將Q2的電壓箝位在0，此時(shí)可以開通Q2，Q2是零電壓開通，雖然此時(shí)Q2已開通，但Q2不流經(jīng)電流，ip由D2流通。DS1和DS2繼續(xù)同時(shí)工作，變壓器副邊電壓為0，Vin全部反向加在Lr上，使iLr和ip同時(shí)線性下降。在t5時(shí)刻，iLr和ip下降到0，D2和D3自然關(guān)斷。

7）開關(guān)模態(tài) 6（t5～t6）

從t5時(shí)刻開始，ip和iLr過零后向負(fù)方向增加，流過Q2和Q3。由于ip仍不足以提供負(fù)載電流，DS1和DS2繼續(xù)同時(shí)導(dǎo)通，Vrect=0。Vin全部反向加在Lr上，使iLr和ip線性下降。在t6時(shí)刻，ip達(dá)到折算至原邊的輸出濾波電感電流，DS1關(guān)斷，輸出濾波電感電流全部流過DS2。

8）開關(guān)模態(tài) 7（t6～t7）

從t6時(shí)刻開始，Lr與CS1諧振工作，給CS1充電，ip和iLr繼續(xù)增加。在 t7時(shí)刻，CS1的電壓上升至2 Vin/K，同時(shí)VCB下降至-Vin。由于B點(diǎn)電壓為Vin，因此C點(diǎn)電壓降到0，使箝位二極管Dc2導(dǎo)通，將VCB箝位在-Vin，相應(yīng)地，CDS1電壓被箝位在2 Vin/K。

9）開關(guān)模態(tài) 8（t7～t8）

當(dāng)Dc2導(dǎo)通后，ip階躍下降到折算至原邊的iLf，而iLr保持-I3不變，它與ip的差值從Dc2中流過。在這段時(shí)間內(nèi)，iLr線性增加，ip反向線性增加，Dc2的電流線性下降。t8時(shí)刻，ip和iLr相等，Dc2自然關(guān)斷，該模態(tài)結(jié)束。

10）開關(guān)模態(tài) 9（t8～t9）

圖3 各種開關(guān)模態(tài)下等效電路Fig.3 Equivalent circuits in various switching modes

在此模態(tài)中，原邊給副邊提供能量，ip和iLr相等。

3 變換器損耗計(jì)算

變換器主要包括前級的移相全橋、隔離變壓器和后級的同步整流，表1為主電路的參數(shù)，根據(jù)主電路參數(shù)可以計(jì)算整個(gè)變換器的損耗。

表1 主電路參數(shù)選型Tab.1 Parameters and types of the main circuit

3.1 前級移相全橋和后級整流

圖4為MOSFET的開通和關(guān)斷波形。圖中，t0時(shí)刻開始有驅(qū)動信號；t1時(shí)間段內(nèi)，門極電壓Vgs上升至門檻電壓Vth；t2時(shí)段內(nèi)，漏極開始流過電流，并上升至最大值，門極電壓Vgs到達(dá)米勒平臺電壓Vgp；t3時(shí)間段內(nèi)，一直處于米勒平臺，Vds由最大值下降到0；t3之后MOSFET完全開通。

圖4 MOSFET開通關(guān)斷波形Fig.4 Waveforms of MOSFET switching

（1）MOSFET開關(guān)損耗分別為

式中：fs為系統(tǒng)的開關(guān)頻率；Vds為開關(guān)管兩端電壓；Id為漏極電流。

（2）MOSFET導(dǎo)通損耗如下。

當(dāng)MOSFET完全導(dǎo)通后，其等效于一個(gè)導(dǎo)通電阻，因此其導(dǎo)通損耗為導(dǎo)通電阻所消耗的能量，即

式中:Rds（dio）為 MOSFET 等效導(dǎo)通電阻；Ton為導(dǎo)通時(shí)間；fs為開關(guān)頻率；Don為占空比。

當(dāng)MOSFET關(guān)斷后，電流流經(jīng)續(xù)流二極管，二極管導(dǎo)通后相當(dāng)于一個(gè)電壓源，

式中：Rds（dio）為二極管導(dǎo)通電阻；n 為二極管并聯(lián)個(gè)數(shù)。

單管MOSFET在一個(gè)工作周期內(nèi)的導(dǎo)通損耗為

除開關(guān)損耗和導(dǎo)通損耗外，單管MOSFET損耗還包含輸出電容損耗和驅(qū)動損耗，即

式中:Qg為總的門極電荷；Coss為MOSFET的輸出電容；Vgs為MOSFET門極驅(qū)動電壓。

根據(jù)以上分析可計(jì)算出在不同開關(guān)形式和整流方式下的功率損耗，如表2所示。

表2 不同開關(guān)形式和整流方式下的功率損耗Tab.2 Power losses under the condition of different switch types and rectify methods

3.2 隔離變壓器

高頻變壓器選材為超微晶材料，主要取決于其開關(guān)損耗和工作磁密度。圖5是高頻變壓器鐵芯損耗特性曲線，由開關(guān)頻率可得隔離變壓器損耗。

根據(jù)上述分析，可得系統(tǒng)主電路未實(shí)現(xiàn)ZVS的總損耗及實(shí)現(xiàn)ZVS的系統(tǒng)總損耗（未將濾波電感的損耗計(jì)算在內(nèi)）隨開關(guān)頻率變化的關(guān)系曲線如圖6所示。由圖6可以看出，在本系統(tǒng)中，采取軟開關(guān)同步整流技術(shù)，會比硬開關(guān)二極管不控整流的效率高2.4%。

圖5 高頻變壓器鐵芯損耗特性曲線Fig.5 Characteristic curves of high-frequency transformer core loss

圖6 開關(guān)頻率和功率損耗的關(guān)系曲線Fig.6 Curves of relationship between switching frequency vs power loss

4 MATLAB與Saber協(xié)同仿真

對比SiC和Si開關(guān)管性能之間的差距，選用相同耐壓和耐流值IGBT模塊進(jìn)行建模并仿真驗(yàn)證。

不同開關(guān)頻率和材質(zhì)下變壓器原、副邊電壓波形如圖7所示。圖7（a）是Si-IGBT和SiC-MOSFET模塊在20 kHz、50 kHz下變壓器原邊電壓波形；圖7（b）是 Si-IGBT 和 SiC-MOSFET 模塊在 20 kHz、50 kHz下變壓器副邊整流電壓波形。由兩圖對比可以看出，在50 kHz開關(guān)頻率下，Si-IGBT工作不正常，而SiC-MOSFET可正常工作；開關(guān)頻率降到20 kHz時(shí)，Si-IGBT則可以正常工作。由可以驗(yàn)證，SiC材質(zhì)的開關(guān)管，可適用于高開關(guān)頻率和高輸出功率。

圖7 不同開關(guān)頻率和材質(zhì)下變壓器原、副邊電壓波形Fig.7 Primary and secondary voltage waveforms under the condition of different switch frequencies and materials

圖8 超前和滯后橋臂開關(guān)管電壓、電流及驅(qū)動波形Fig.8 Waveforms of MOSFET voltage,current and drive on the lead and lag bridge-arms

圖8為在負(fù)載分別為25%額定負(fù)載、50%額定負(fù)載和100%額定負(fù)載下超前、滯后橋臂的驅(qū)動電壓vgs、漏源極電壓vds和漏源極電流id波形。由圖8可知，開關(guān)管在25%負(fù)載時(shí)，不能實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)，在50%和100%負(fù)載時(shí)可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。

圖9為原邊電壓VAB和副邊整流后的電壓Vrect的波形從圖中可以看出，原邊沒有加箝位二極管的副邊整流電壓波形存在電壓尖峰和振蕩，而原邊加箝位二極管的副邊電壓波形很好地抑制了電壓尖峰和震蕩，對系統(tǒng)有很好的影響。

圖10為系統(tǒng)從5%負(fù)載突加到滿載以及從滿載突減到5%負(fù)載的動態(tài)調(diào)節(jié)過程。由圖可以看出，系統(tǒng)在突加和突減負(fù)載的情況下調(diào)節(jié)迅速，在30 ms內(nèi)，調(diào)節(jié)到了穩(wěn)態(tài)，并且系統(tǒng)超調(diào)小，滿足系統(tǒng)的動態(tài)指標(biāo)要求。

圖9 箝位二極管對原邊和副邊電壓的影響Fig.9 Effects of clamp diodes on the primary and secondary voltages

圖10 系統(tǒng)動態(tài)調(diào)節(jié)過程波形Fig.10 Waveforms of system in the dynamic adjustment process

5 結(jié)語

本文從輸入電壓高、整機(jī)功率大的角度選取全橋變壓器隔離式結(jié)構(gòu)，從功率損耗、磁性元件的角度確定了全波整流的變壓器副邊結(jié)構(gòu)，從減小功率損耗的出發(fā)點(diǎn)選用同步整流技術(shù)代替二極管不控整流。使用SiC材料的開關(guān)器件，采用非晶、超微晶等方面的優(yōu)化設(shè)計(jì)，大大提高了直流變換裝置的效率，增大了直流變換裝置的功率密度，減小了直流變換裝置的體積尺寸，提高了變換裝置的可靠性。利用Saber建立50 kHz的SiC模型，并通過MATLAB和Saber協(xié)同仿真驗(yàn)證了SiC MOSFET具有高頻下工作的特點(diǎn)，通過計(jì)算功率損耗，比較了軟開關(guān)和硬開關(guān)以及同步整流和二極管整流下的功率損耗，驗(yàn)證了同步整流技術(shù)下的軟開關(guān)具有低損耗的特點(diǎn)。并通過仿真驗(yàn)證了箝位二極管能夠很好抑制副邊整流管電壓尖峰問題。

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