舒良才, 陳　武， 王　琛， 馬大俊， 蔣曉劍， 魏　星

(1. 東南大學(xué)先進(jìn)電能變換技術(shù)與裝備研究所， 江蘇省南京市 210096； 2. 國網(wǎng)連云港供電公司， 江蘇省連云港市 222000；3. 南京南瑞繼保電氣有限公司， 江蘇省南京市 211102)

0　引言

電力電子變壓器(power electronic transformer,PET)是一種基于電力電子變流技術(shù)的新型電網(wǎng)配電變壓裝置，不僅可以替代傳統(tǒng)的工頻變壓器，還具有靈活多變的可控性和多種交直流端口，可方便靈活地接入各種分布式能源、儲(chǔ)能和負(fù)荷，以及應(yīng)用于交直流電網(wǎng)的互聯(lián)。PET有望在智能配電網(wǎng)和能源互聯(lián)網(wǎng)中得到廣泛應(yīng)用[1]。

目前已提出了多種PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[2-15]，根據(jù)電能交直流變換級(jí)數(shù)(如AC/AC,AC/DC和DC/AC)的多少，其電路拓?fù)湟话惴譃殡p級(jí)型、三級(jí)型和四級(jí)型三種類型。雙級(jí)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)最簡單，可以實(shí)現(xiàn)較高的功率密度，但輸入/輸出交流側(cè)均無直流環(huán)節(jié)，電流控制困難，且無法實(shí)現(xiàn)與各種直流負(fù)荷、儲(chǔ)能及直流微電網(wǎng)的互聯(lián)[2-3]；三級(jí)型拓?fù)湓谳斎牖蜉敵鼋涣鱾?cè)中有直流環(huán)節(jié)，帶直流環(huán)節(jié)級(jí)可以使用單向開關(guān)，另一級(jí)則必須使用雙向開關(guān)，電流控制復(fù)雜[4-7]；四級(jí)型拓?fù)湓谳斎牒洼敵鼋涣鱾?cè)中均有直流環(huán)節(jié)，各功率級(jí)之間實(shí)現(xiàn)控制解耦，控制策略簡單成熟，同時(shí)可實(shí)現(xiàn)與各種直流負(fù)荷、儲(chǔ)能及交直流電網(wǎng)的互聯(lián)，但多級(jí)電能變換需要較多的功率元器件及相應(yīng)的驅(qū)動(dòng)器、輔助電源等，導(dǎo)致系統(tǒng)效率低，功率密度低，成本高[8-16]。但由于四級(jí)型PET拓?fù)涔δ苌系膬?yōu)勢(shì)及技術(shù)上的成熟，目前仍是工程與研究中的主流拓?fù)?，國?nèi)外的PET工程幾乎都是基于四級(jí)型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[17]。

受限于目前商用半導(dǎo)體開關(guān)器件耐壓電平，對(duì)應(yīng)用于中高壓配電網(wǎng)的PET來說，其高側(cè)壓的AC/DC變換拓?fù)渲饕褂眉?jí)聯(lián)H橋變流器(cascaded H-bridge,CHB)和模塊化多電平變流器(modular multilevel converter,MMC)兩種。國外的ABB,ALSTOM,BOMBARDIER等公司均研制了基于CHB拓?fù)涞臋C(jī)車牽引用單相PET樣機(jī)，美國北卡萊羅納州立大學(xué)先后研制了三代基于CHB拓?fù)涞腜ET樣機(jī)[11]。國內(nèi)的中科院電工研究所、許繼電氣、西安交通大學(xué)等均研制了基于MMC拓?fù)涞闹袎号潆娋W(wǎng)用10 kV交流PET樣機(jī)。但無論是基于CHB還是MMC的四級(jí)型PET，即使優(yōu)化每一級(jí)變換環(huán)節(jié)使其效率達(dá)到99%，分析與測(cè)試表明輸入與輸出交流側(cè)的變換效率也僅為96%[5]，離傳統(tǒng)工頻配電變壓器超過99.1%的效率還有較大差距。與此同時(shí)，多級(jí)變換需要大量的功率元器件及相應(yīng)輔助電路，導(dǎo)致PET的體積遠(yuǎn)大于工頻配電變壓器的體積，如中科院電工研究所研制的10 kV/750 V/1 MW的交流PET樣機(jī)(不包括低壓側(cè)的逆變器)的體積為28.98 m3 [18]，而一般的10 kV/380 V/1 MW交流干式配電變壓器體積約為2.9 m3[19]。

綜上所述，雖然四級(jí)型PET在功能上具有很強(qiáng)的優(yōu)勢(shì)，但多級(jí)功率變換需要的功率元器件數(shù)量多，導(dǎo)致運(yùn)行效率低、功率密度低，難以實(shí)現(xiàn)大規(guī)模地推廣使用。因此，如何減少PET的功率變換級(jí)數(shù)，提高運(yùn)行效率與功率密度，同時(shí)還要保持其可與各種直流負(fù)荷、儲(chǔ)能及交/直流電網(wǎng)互聯(lián)等優(yōu)點(diǎn)，已成為PET大規(guī)模工業(yè)應(yīng)用面臨的一個(gè)重要挑戰(zhàn)。

本文提出了一類新型的基于混頻調(diào)制方法的PET拓?fù)浼翱刂品椒?，在減少變換級(jí)數(shù)，提高功率密度的基礎(chǔ)上，仍具有多個(gè)輸入/輸出端口，可適用于智能電網(wǎng)等多種應(yīng)用場(chǎng)合。本文介紹了該P(yáng)ET的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及工作原理，給出了具體的參數(shù)設(shè)計(jì)方法及控制策略，并對(duì)所提PET拓?fù)浜涂刂撇呗赃M(jìn)行了仿真驗(yàn)證。

1　新型PET電路拓?fù)?/h2>

1.1　混頻調(diào)制與功率解耦方法

為減少電力電子變壓器的變換級(jí)數(shù)，不妨由MMC/CHB直接將工頻交流電壓轉(zhuǎn)換為高頻交流電壓，經(jīng)由高頻變壓器進(jìn)行功率傳輸。因此，這里引出混頻調(diào)制的概念。如圖1(a)所示，某橋臂由N個(gè)全橋子模塊(FBSM)構(gòu)成，其調(diào)制波由工頻交流電壓信號(hào)與高頻交流電壓信號(hào)混合構(gòu)成。若假設(shè)該橋臂中每個(gè)子模塊的電容電壓保持穩(wěn)定，且忽略其開關(guān)頻率次諧波，那么該橋臂可等效為工頻交流電壓源與高頻交流電壓源串聯(lián)而成。

圖1　混頻調(diào)制與功率解耦等效電路Fig.1　Equivalent circuits of mixed-frequency modulation and power decoupling

盡管通過混頻調(diào)制使一相橋臂同時(shí)產(chǎn)生了工頻與高頻交流電壓，但需要對(duì)兩個(gè)耦合的電壓進(jìn)行解耦，才能完成功率的傳遞，下面引入功率解耦的策略。如果電壓v(t)、電流i(t)分別由不同頻率的正弦量組成，其有功功率P可以定義為電壓、電流瞬時(shí)值乘積的平均值，如式(1)所示。即

(1)

式中：θn和φn分別為角頻率為ωn的電壓分量和電流分量的相位；Vn和In分別為其電壓和電流的有效值。

根據(jù)三角函數(shù)的正交性，由非同頻的電壓、電流相乘得到的有功功率之間沒有耦合關(guān)系，其大小和方向都是可以獨(dú)立控制的，即功率之間可以實(shí)現(xiàn)解耦控制。

因此，構(gòu)造如圖1(b)所示的阻抗支路A和支路B，其中，Zl為低頻阻抗電路，對(duì)低頻電壓val表現(xiàn)為低阻抗，對(duì)高頻電壓vah表現(xiàn)為高阻抗；Zh為高頻阻抗電路，對(duì)val表現(xiàn)為高阻抗，對(duì)vah表現(xiàn)為低阻抗。那么，在支路A可得到工頻電壓，即可接入交流電網(wǎng);而支路B可得到高頻電壓，可連接高頻變壓器傳輸功率。需要說明的是，這里的阻抗電路既可以是由電感電容構(gòu)成的無源電路，也可以通過控制子模塊實(shí)現(xiàn)。

將上述思想應(yīng)用于單相級(jí)聯(lián)H橋中，得到如附錄A圖A1所示的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，其中低頻阻抗支路為濾波電感Lf，高頻阻抗支路由諧振電感Lr與諧振電容Cr組成。單相級(jí)聯(lián)H橋的調(diào)制信號(hào)為圖中的um，由工頻交流調(diào)制信號(hào)uml與高頻交流調(diào)制信號(hào)umh(此處取高頻方波作為示例)。其中工頻調(diào)制信號(hào)uml用于中壓交流側(cè)電流控制;高頻調(diào)制信號(hào)umh則用于產(chǎn)生高頻交流電壓，經(jīng)過高頻變壓器進(jìn)行功率傳遞。由于高頻阻抗支路對(duì)工頻電壓表現(xiàn)為高阻抗，因此高頻阻抗支路兩端電壓為工頻電壓，從而在高頻變壓器原邊得到了高頻交流電壓，經(jīng)由全橋電路整流輸出直流電壓vo。同時(shí)，由于高頻阻抗支路諧振頻率恰好等于變壓器副邊H橋的開關(guān)頻率，因此電路工作于準(zhǔn)諧振點(diǎn)，變壓器上電流為高頻正弦波形。

1.2　主電路拓?fù)?/h3>

進(jìn)一步地，將上述原理應(yīng)用于三相CHB中，本文提出了一種新型的基于混頻調(diào)制的PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，如圖2所示CHB1部分(由中壓交流級(jí)與低壓直流級(jí)構(gòu)成)。其中，中壓交流級(jí)采用CHB結(jié)構(gòu)，各相橋臂均并聯(lián)，由諧振電感Lri、諧振電容Cri與高頻變壓器Tri(i∈{a,b,c})組成的高頻阻抗回路。每相橋臂同時(shí)產(chǎn)生工頻與高頻交流電壓，通過高頻阻抗支路進(jìn)行功率解耦，經(jīng)由高頻變壓器將功率傳輸至低壓直流級(jí)，再由H橋電路進(jìn)行整流輸出。在高頻交流電壓傳輸過程中，由于Lri與Cri組成了串聯(lián)諧振電路，可使得低壓直流級(jí)H橋開關(guān)管工作在零電流開關(guān)狀態(tài)，有助于減小開關(guān)損耗，提升變換效率。

可見，CHB1拓?fù)淇芍苯訉?shí)現(xiàn)中壓交流側(cè)與低壓直流側(cè)的功率交換，省去了四級(jí)式結(jié)構(gòu)中的中壓側(cè)一級(jí)功率變換。為進(jìn)一步減少變換級(jí)數(shù)，可將上述的混頻調(diào)制與功率解耦原理進(jìn)一步拓展，可得到如圖2中CHB2部分所示的PET拓?fù)?。其中，中壓交流?jí)和低壓直流級(jí)與CHB1拓?fù)渫耆恢?，但?duì)低壓直流級(jí)H橋也進(jìn)行混頻調(diào)制，同時(shí)生成高頻交流電壓與工頻交流電壓，通過低壓交流級(jí)中的低頻交流回路進(jìn)行解耦，從而在實(shí)現(xiàn)低壓交流與低壓直流端口輸出的同時(shí)省去DC/AC的一級(jí)變換。其中，a1，b1，c1橋臂構(gòu)成一組低壓三相交流輸出，而a2，b2，c2橋臂構(gòu)成另一組低壓三相交流輸出。兩組低壓交流輸出可同時(shí)使用，也可以只使用其中一組。需要指明的是，由于各端口均是解耦的，可獨(dú)立控制，所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)仍能實(shí)現(xiàn)中壓交流側(cè)與低壓交流側(cè)的無功功率補(bǔ)償、電能質(zhì)量治理等功能。

圖2　新型PET拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2　Topology of proposed PET

所提PET拓?fù)涞暮喕δ芙Y(jié)構(gòu)分別如附錄A圖A2(a),(b)所示。其中，在附錄A圖A2(a)中增加了一級(jí)低壓逆變器以提供低壓交流端口，并且由于所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)采用了CHB結(jié)構(gòu)，第1級(jí)能級(jí)變換拓?fù)淙跃哂兄绷鬏敵龆丝??？梢姡疚奶岢龅腜ET拓?fù)湓诒Ａ舳噍斎?輸出端口的同時(shí)大幅減少了功率變換級(jí)數(shù)。

1.3　主電路等效電路分析

本節(jié)將建立具體的PET等效電路，做進(jìn)一步分析。由于電網(wǎng)側(cè)濾波電感和高頻阻抗回路均能濾除開關(guān)頻率次諧波，此處分析時(shí)忽略開關(guān)頻率次諧波成分。

1)CHB1拓?fù)?/p>

CHB1拓?fù)涞闹袎航涣骷?jí)等效電路如附錄A圖A3所示，設(shè)中壓交流側(cè)中性點(diǎn)N為電壓參考點(diǎn)，假設(shè)各元器件均為理想元器件，則每相橋臂電壓等效為vil+vih(i∈{a,b,c})。

由于諧振電感Lri與諧振電容Cri構(gòu)成的諧振回路的諧振頻率與高頻電壓源vih頻率一致，可近似認(rèn)為該諧振支路對(duì)工頻交流電壓表現(xiàn)為無窮大阻抗，對(duì)高頻電壓表現(xiàn)為零阻抗。那么，對(duì)中壓交流側(cè)列寫基爾霍夫電壓方程。即

(2)

根據(jù)式(2)，若其中vah≠vbh≠vch，那么在電流ia，ib，ic中必然存在高頻分量，這意味著電網(wǎng)側(cè)電流的總諧波畸變率(THD)升高。因此，必須保持每相橋臂中的高頻電壓分量vah=vbh=vch，以保證電網(wǎng)側(cè)電流中不會(huì)混入高頻電流分量。

同樣，對(duì)高頻阻抗支路，已知諧振電感Lri與諧振電容Cri構(gòu)成諧振回路對(duì)低頻電壓表現(xiàn)出極大的阻抗，那么低頻電壓將全部降落在諧振回路上，因此，高頻變壓器原邊電壓vTrip與橋臂電壓中高頻分量vih的關(guān)系為：

vTrip=vihi∈{a,b,c}

(3)

由于CHB采用的是FBSM，假設(shè)每個(gè)子模塊電容電壓為VSM,ref，那么每個(gè)橋臂單元參考電壓范圍可表示為[-NVSM,ref,NVSM,ref]。可知每相橋臂的模塊數(shù)量N為：

(4)

式中：vimax為所接入的交流電網(wǎng)相電壓峰值；vTripmax為高頻變壓器原邊電壓峰值。

下面分析vTripmax與輸出直流電壓vdc的關(guān)系。

在CHB1拓?fù)渲?，每相橋臂高頻交流電壓采用方波，低壓直流級(jí)H橋電路采用同步整流方式。假設(shè)變壓器原副邊匝比為1∶K，即vTripmax=vdc/K，那么式(4)可進(jìn)一步表示為:

(5)

2)CHB2拓?fù)?/p>

CHB2拓?fù)涞闹袎航涣骷?jí)的分析與CHB1相似，僅高頻方波電壓替換為高頻正弦電壓，這里不再贅述，下對(duì)低壓級(jí)電路進(jìn)行等效分析。CHB2低壓級(jí)部分等效電路如附錄A圖A4所示，采用相似的分析方法，可知僅當(dāng)高頻電壓源vaoh=vboh=vcoh，低壓交流輸出中才沒有高頻交流電壓諧波混入。同樣的，僅有兩個(gè)低壓交流輸出端口線電壓相等，即vab1=vab2(vbc1=vbc2,vca1=vca2)時(shí)，高頻變壓器的副邊回路中才不會(huì)串入低頻交流成分。需要說明的是，當(dāng)僅使用一個(gè)低壓交流輸出端口，例如只使用ao1，bo1，co1，那么等效電路中高頻回路與低頻回路不存在共同回路，因此，不存在不同頻率次諧波串?dāng)_的問題。但當(dāng)僅使用一組低壓交流輸出時(shí)，低壓級(jí)每相H橋中僅有一個(gè)橋臂參與了低壓交流輸出電壓的調(diào)制，該橋臂電流應(yīng)力將大于另一組橋臂，損耗有所增加，在進(jìn)行散熱器的設(shè)計(jì)時(shí)需要額外考慮。

在CHB2拓?fù)渲?，?4)中的vTripmax需要綜合考慮低壓級(jí)H橋調(diào)制度與輸出電壓，以及變壓器原副邊電流大小確定。而對(duì)于低壓級(jí)H橋，在逆變過程中同時(shí)進(jìn)行了高頻與低頻電壓的調(diào)制，其調(diào)制度可表示為：

(6)

式中：vohmax為高頻電壓峰值，即變壓器副邊電壓峰值；volmax為輸出低頻交流電壓峰值，即低壓交流輸出相電壓峰值；vdc為輸出直流電壓；n為輸出低壓交流端口數(shù)量，n可取0,1,2。

2　控制策略

基于上述等效電路分析，本節(jié)分別介紹CHB1與CHB2拓?fù)涞目刂撇呗浴?/p>

2.1　中壓級(jí)控制策略

對(duì)于中壓交流級(jí)控制，根據(jù)1.3節(jié)分析，只要每相橋臂生成的高頻電壓是一致的，那么在交流電網(wǎng)側(cè)就不會(huì)混入高頻諧波。因此，本文采用基于電網(wǎng)電壓定向的矢量控制策略，如圖3所示。其中，電壓外環(huán)采用CHB每相子模塊電容電壓平均值作為反饋控制，內(nèi)環(huán)為電網(wǎng)電流控制。雙閉環(huán)的輸出結(jié)果解耦后，進(jìn)行三相/兩相坐標(biāo)系變換，生成基本的三相橋臂調(diào)制信號(hào),CPS-SPWM表示載波移相調(diào)制技術(shù)。

圖3　PET中壓交流級(jí)控制框圖Fig.3　Control diagram of MVAC stage in proposed PETs

對(duì)于CHB1拓?fù)洌谌鄻虮鄣恼{(diào)制信號(hào)中疊加高頻方波信號(hào)uh1，以產(chǎn)生高頻方波電壓。但由于其低壓級(jí)H橋采用的是同步整流方式，不具備電壓調(diào)節(jié)能力，因此需要在中壓交流級(jí)中增加輸出電壓閉環(huán)調(diào)節(jié)所加入的方波uh1的電壓峰值，從而調(diào)節(jié)變壓器原邊電壓，實(shí)現(xiàn)對(duì)低壓直流輸出電壓vdc的控制。對(duì)于CHB2拓?fù)?，則在基本的三相橋臂電壓調(diào)制信號(hào)中疊入高頻正弦信號(hào)uh2。

2.2　低壓級(jí)控制策略

圖4　CHB2拓?fù)涞蛪杭?jí)控制框圖Fig.4　Control diagram of LV stage in CHB2 topology

3　仿真驗(yàn)證

為驗(yàn)證本文所提出的混頻調(diào)制的PET拓?fù)浼翱刂撇呗裕捎酶戒汢表B1中的參數(shù)分別對(duì)CHB1拓?fù)渑cCHB2拓?fù)溥M(jìn)行Simulink仿真驗(yàn)證。其中，由于CHB2拓?fù)涞蛪杭?jí)全橋需要同時(shí)進(jìn)行高頻交流電壓與工頻交流電壓的調(diào)制，其低壓直流輸出電壓稍高于CHB1拓?fù)?。CHB1拓?fù)涓邏航涣骷?jí)混入的高頻方波電壓幅值為6 000 V，CHB2拓?fù)涓邏航涣骷?jí)混入的高頻交流電壓幅值為3 000 V，因此CHB1拓?fù)涓邏航涣骷?jí)子模塊個(gè)數(shù)多于CHB2拓?fù)洹?/p>

3.1　CHB1拓?fù)?/h3>

按照附錄B表B1中參數(shù)，在Simulink中對(duì)CHB1拓?fù)溥M(jìn)行仿真。直流輸出電壓波形如附錄A圖A5(a)所示，低壓直流輸出電壓穩(wěn)定在750 V，紋波小于0.2%。交流側(cè)三相電流波形如圖A5(b)所示，其THD小于1%，且功率因數(shù)保持為1。如圖A5(c)所示，每相子模塊電容電壓在750 V處波動(dòng)，電壓波動(dòng)小于10 V。高頻變壓器原邊電壓、電流波形如圖A5(d)所示，在前文所述的控制方式下，每相橋臂、諧振回路與高頻變壓器及輸出側(cè)H橋電路構(gòu)成諧振變換器，根據(jù)變壓器電壓電流波形可知，輸出側(cè)H橋開關(guān)管均工作于零電流開關(guān)狀態(tài)，有助于減小損耗，提升變換效率。

3.2　CHB2拓?fù)?/h3>

按照附錄B表B1中的參數(shù)，在Simulink中對(duì)CHB2拓?fù)溥M(jìn)行仿真，其中壓交流級(jí)仿真結(jié)果與CHB1拓?fù)漕愃?。高頻變壓器副邊電壓、電流波形如附錄A圖A6所示，CHB2拓?fù)渲械蛪杭?jí)H橋采用SPWM方式進(jìn)行調(diào)制。高頻電流波形中不含有工頻電流成分，符合2.3節(jié)中的分析，驗(yàn)證了該P(yáng)ET拓?fù)涞目尚行浴?/p>

為驗(yàn)證所提拓?fù)湓趯?shí)際功率突然反向狀況下的動(dòng)態(tài)性能，令低壓直流輸出端口功率在0.5 s時(shí)，由輸入400 kW跳變?yōu)檩敵?00 kW，低壓交流端口傳輸功率不變，仿真結(jié)果如附錄A圖A7所示。在功率發(fā)生跳變時(shí)，低壓直流電流由1 000 V下降至853 V，并在0.3 s內(nèi)，恢復(fù)到1 000 V。中壓電網(wǎng)側(cè)三相交流電流在0.2 s內(nèi)，由輸入24.5 A變化為輸出24.5 A。三相子模塊電容電壓突降至672 V，然后恢復(fù)到750 V。并且，在動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)過程中，低壓交流輸出端口電壓峰值基本保持不變，高頻變壓器Tra原邊電流由69.4 A降為0，再升高恢復(fù)至69.4 A。

因此，經(jīng)過Simulink仿真驗(yàn)證，兩種電力電子變壓器均能在使用較少的變換級(jí)數(shù)的條件下，實(shí)現(xiàn)多端口輸出，并能對(duì)功率變換進(jìn)行實(shí)時(shí)動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)。

4　拓?fù)鋬?yōu)勢(shì)對(duì)比

首先考慮由中壓交流到低壓直流的電壓變換，將所提出的CHB1拓?fù)渑cCHB型[5]、MMC型[9]電力電子變壓器在下列電氣參數(shù)下進(jìn)行對(duì)比分析：中壓交流線電壓為10 kV，低壓直流母線電壓為750 V，低壓交流線電壓為380 V，子模塊電容電壓為750 V，傳輸功率為500 kW。三種拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的調(diào)制度設(shè)置為0.8。考慮到經(jīng)濟(jì)性與器件耐壓要求，此處采用器件耐壓為1 200 V的絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)。

器件數(shù)量對(duì)比結(jié)果如表1所示，CHB1拓?fù)渌褂玫拈_關(guān)管數(shù)量僅為CHB型與MMC型電力電子變壓器的60%。但其中需要指明的是，在相同的傳輸功率下，CHB1拓?fù)溟_關(guān)管的電流要大于CHB型與MMC型電力電子變壓器，尤其是DC-DC級(jí)開關(guān)管需要使用大電流IGBT(表中開關(guān)管數(shù)量額外注明)。按500 kW的總傳輸功率計(jì)算，CHB型與MMC型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中AC-DC級(jí)所使用的開關(guān)管最大電流為50 A，而所提的CHB1拓?fù)湟箝_關(guān)管最大電流為100 A。但兩種IGBT的體積相差很小，功率器件的體積主要還是散熱裝置、驅(qū)動(dòng)與輔助電源。另一方面，由表1可見，在應(yīng)用混頻調(diào)制策略后，CHB1拓?fù)銬C-AC級(jí)子模塊數(shù)相比于另外兩種拓?fù)涫怯兴黾拥?，但由于DC-DC級(jí)子模塊數(shù)的減少，總體上模塊數(shù)量仍然少于CHB型與MMC型拓?fù)洹８鶕?jù)文獻(xiàn)[18]提供的數(shù)據(jù)，功率器件占總體積的比例較大，可達(dá)62%，因此，所提出的CHB1拓?fù)滹@著減少了開關(guān)器件數(shù)量，將會(huì)提高電力電子變壓器的能量密度。

表1　三種類型PET拓?fù)鋵?duì)比結(jié)果Table 1　Comparison of three PET topologies

根據(jù)表1中的數(shù)據(jù)，CHB1拓?fù)涓哳l變壓器的數(shù)量遠(yuǎn)小于CHB型與MMC型拓?fù)?。由于三種拓?fù)渲凶儔浩鞯脑边吘枰獫M足35 kV的絕緣要求，CHB1拓?fù)渲休^少的變壓器個(gè)數(shù)將有利于減少絕緣材料的使用。但需要注意到，高頻變壓器在總體積中的占比較小，根據(jù)文獻(xiàn)[18]提供的數(shù)據(jù)，其高頻變壓器體積僅占總體積的4%，并且由于傳輸?shù)目偣β适窍嗤?，因此，三種拓?fù)渲懈哳l變壓器所占體積相差不大，對(duì)整機(jī)的功率密度影響較小。

對(duì)于電容數(shù)量，由于CHB1拓?fù)洳捎没祛l調(diào)制導(dǎo)致高壓交流級(jí)的模塊數(shù)量有所增加，使得其電容數(shù)量稍大于CHB型，但仍遠(yuǎn)小于MMC型PET。

綜上，所提出的電力電子變壓器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)在器件數(shù)量上相比于傳統(tǒng)四級(jí)式結(jié)構(gòu)有一定的優(yōu)勢(shì)，有利于提高裝置的功率密度、降低成本。進(jìn)一步地，當(dāng)輸出側(cè)全橋也采用混頻調(diào)制策略時(shí)，由于單管電流的提高，實(shí)際開關(guān)管數(shù)量可能沒有縮減，但由于模塊數(shù)的減少，整機(jī)的結(jié)構(gòu)將會(huì)更為緊湊。

5　結(jié)語

本文針對(duì)現(xiàn)有電力電子變壓器變換級(jí)數(shù)多、功率密度低、成本高的缺點(diǎn)，提出了一類新型的基于混頻調(diào)制技術(shù)的電力電子變壓器拓?fù)?，并通過建立等效電路分析，給出了具體的控制策略。這類拓?fù)湓诒Ａ袅说蛪褐绷髋c低壓交流端口的前提下，減少了電能變換級(jí)數(shù)，可節(jié)省大量開關(guān)器件，提升功率密度。本文在Simulink中搭建10 kV/500 kW模型驗(yàn)證了所提出的電力電子變壓器拓?fù)渑c控制策略的可行性，比較了所提出的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)電力電子變壓器結(jié)構(gòu)的優(yōu)勢(shì)。最后，所提出的基于混頻調(diào)制技術(shù)的電力電子變壓器設(shè)計(jì)方法并不局限于CHB拓?fù)洌€可應(yīng)用于MMC等拓?fù)?，后續(xù)將做進(jìn)一步研究。

本文得到江蘇省電力公司科技項(xiàng)目(J2017140)資助，謹(jǐn)此致謝！

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

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