魏米蘭, 曾翔君, 汪　航, 謝　靜, 龔德林

(西安交通大學(xué)電氣工程學(xué)院, 陜西省西安市 710049)

0　引言

目前,在超大功率(5 MW以上)直驅(qū)風(fēng)能變換系統(tǒng)(WECS)中,中高壓多電平或多模塊全功率變換器由于可以提高輸出電壓、降低電流、實現(xiàn)無升壓變壓器并網(wǎng)等特點而受到越來越多的重視[1-2]。對于多模塊變換器,模塊化多電平換流器(MMC)和級聯(lián)H橋的電壓源換流器(CHB-VSC)拓?fù)浔粡V泛的研究。MMC的每相橋臂均由多個子模塊級聯(lián)而成,這使得其具有拓展性強、設(shè)計靈活以及易于投入工程實際的優(yōu)點。除此之外,MMC輸出電平數(shù)隨子模塊數(shù)的增加而增加,在多電平輸出情況下,具有輸出電壓諧波含量較低的優(yōu)點。雖然MMC及其衍生的拓?fù)渚哂猩鲜鰞?yōu)點,但MMC在運行過程中由于電容電壓存在交流脈動以及不均衡的情況,會產(chǎn)生相間環(huán)流,該環(huán)流會引起負(fù)序分量,造成相電流的不平衡。為了消除環(huán)流的影響并保持相間能量的平衡,需要引入復(fù)雜的環(huán)流抑制方法,比如文獻[3]提出的改進載波移相調(diào)制策略。同時每個子模塊都需要一個直流電容,并且為了平抑低頻電壓的脈動,電容的容量選擇比較大,這將導(dǎo)致變流器的體積和成本比較高[4-5]。另外,MMC的每個橋臂都需要兩個濾波電感,且由于有直流電流流過,存在直流偏磁的問題。

CHB-VSC是通過基本的H橋單元級聯(lián)來實現(xiàn)高電壓,但在功率傳輸過程中,每個單元需要一個變壓器或多繞組發(fā)電機來提供獨立直流電源,直流電源的獲得比較困難,而且該種拓?fù)洳灰讓崿F(xiàn)四象限運行,使系統(tǒng)的構(gòu)成和控制方法比較復(fù)雜[6-7]。

相比之下,中點鉗位(NPC)多電平變換器是如今廣泛應(yīng)用于中高壓變換系統(tǒng)的單變換器[8]。它既不需要多個獨立的直流電源,也不需要數(shù)量眾多的電容器,只需要小容量電容器平抑直流母線的高頻紋波。同時與MMC和CHB-VSC相比,還具有開關(guān)控制易于實現(xiàn)以及保護電路簡單等優(yōu)點,從而能夠降低成本和控制復(fù)雜性。目前得到廣泛應(yīng)用的多電平拓?fù)涫侨娖街悬c鉗位(3L-NPC)變換器,但3L-NPC變換器具有較低的輸出電壓,需要一個升壓變壓器來連接電網(wǎng)[9-10]。相比之下,五電平中點鉗位(5L-NPC)變換器可以產(chǎn)生比3L-NPC變換器更高的電壓和功率,還可以實現(xiàn)更高的效率。例如利用6 500 V等級的絕緣柵雙極型晶體管(IGBT)器件可實現(xiàn)10 kV交流電壓輸出等級,因此可直接與10 kV電網(wǎng)并聯(lián),而不需要升壓變壓器。但是其直流側(cè)存在中點不平衡問題,使得變換器性能下降甚至不能正常工作。為了解決該問題,國內(nèi)外學(xué)者提出了許多解決方案,主要分為兩種:修改調(diào)制策略和添加輔助電路。文獻[11-18]給出修改調(diào)制策略的方法,一種是在支持向量機(SVM)矢量調(diào)制中不使用與電容中點相關(guān)的電壓矢量,從而避免了直流電流流經(jīng)電容中點造成的電壓失衡,但采用這種調(diào)制策略也就意味著一個五電平逆變器電壓輸出將退化成一個三電平輸出,這不僅會增加諧波,同時也會導(dǎo)致每個周期的開關(guān)動作次數(shù)增加,從而增加了開關(guān)損耗。另一種調(diào)制策略則是調(diào)整冗余矢量對占空比的控制策略,這種策略不會引起損耗和諧波的明顯變化,但是它的控制能力只能局限在有限的功率因數(shù)和調(diào)制度下,在高功率因數(shù)與高調(diào)制度條件下無法使電容中點電壓保持平衡。國內(nèi)外利用添加輔助電路來實現(xiàn)中點電壓平衡的方法有很多,文獻[19-22]中提出的是基于電感的輔助電路。為了維持中點電壓的平衡,由逆變器注入中點的失衡電流必須全部流經(jīng)直流電抗器,從而存在電感的體積和功率損耗都很大的問題。

本文提出了一種基于自平衡飛跨電容輔助橋臂的新型5L-NPC逆變器拓?fù)?利用輔助橋臂的中點替換直流母線電容的中點,并通過飛跨電容技術(shù)和簡單的控制來實現(xiàn)中點的自平衡,并且不使用電感,從而可以實現(xiàn)更高的效率。本文將對這種新型拓?fù)涞慕Y(jié)構(gòu)、工作原理和控制方法進行研究。

1　拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1展示了所提5L-NPC逆變器的拓?fù)?它由以下三部分構(gòu)成:常規(guī)5L-NPC開關(guān)拓?fù)?、飛跨電容輔助橋臂和LCL濾波器。輔助橋臂由上下兩個三電平飛跨電容(3L-FC)橋臂(即Cf1和Cf2)以及一個跨接于中點A與B之間的飛跨電容Cf3(串聯(lián)一個電阻Rf)構(gòu)成。O點為直流母線電容(Cdc1和Cdc2)的中點,而常規(guī)5L-NPC的直流電容中點A和B被Cf1和Cf2飛跨電容橋臂的中點代替。Cf1和Cf2的引入是為了實現(xiàn)A和B點的電壓平衡,而Cf3的引入是為了實現(xiàn)O點電壓的平衡。

圖1　具有輔助橋臂的5L-NPC逆變器拓?fù)銯ig.1　5L-NPC inverter topology with auxiliary bridge arm

對于額定輸出為10 MW/10 kV的逆變器系統(tǒng),若直流母線電壓等于16 kV,則本文所提5L-NPC逆變器與MMC兩種方案使用的有源和無源器件數(shù)目以及硅成本的對比如附錄A表A1所示(采用6 500 V/750 A商用IGBT和快速恢復(fù)二極管(FRD)芯片作為對比依據(jù))。

附錄A表A1中IGBT和FRD的成本只考慮管芯的成本,而不考慮封裝成本等,根據(jù)IGBT模塊封裝廠提供的數(shù)據(jù),同樣等級的FRD的成本大致為IGBT的1/3左右。由附錄A表A1可知,所提5L-NPC逆變器使用更少的IGBT,雖然使用的FRD較多,但是總硅成本仍比MMC少。另外,所提5L-NPC使用的直流電容和無源元件較MMC要少很多,這使得其具有更低的體積和成本。同時,所提5L-NPC的控制方法相比MMC更簡單,不需要復(fù)雜的環(huán)流控制,因此5L-NPC相比MMC具有很明顯的優(yōu)勢。

2　中點平衡控制

2.1　A和B點平衡控制策略

常規(guī)5L-NPC逆變器具有固有的中點電壓不平衡問題,主要包括以下兩個方面:一個是中點A和B的電壓不平衡;另一個是中點O的電壓不平衡。其中A和B的電壓不平衡是因為當(dāng)逆變器在高調(diào)制度和高功率因數(shù)條件下穩(wěn)定運行時,逆變器將產(chǎn)生直流電流注入中點A和B,進而導(dǎo)致其電壓失衡。對此,本文提出添加兩個串聯(lián)的3L-FC輔助橋臂,用橋臂中點代替電容中點的控制方案。為證明其有效性,一個簡化的等效電路模型如附錄A圖A1所示。

附錄A圖A1中,由于本文采用的開關(guān)頻率為2.5 kHz,在這個頻率下相電流可以作為恒流源,因此此處將相電流等效成恒流源(ia,ib和ic),恒流源電流經(jīng)5L-NPC開關(guān)電路轉(zhuǎn)變?yōu)镻,A,O,B,N間流動的直流電流。以A點為例,由逆變器流至A點的直流電流iA可表示為:

(1)

(2)

式中:Sxj為5L-NPC逆變器每相橋臂的5種開關(guān)狀態(tài)(分別用0,1,2,3,4表示)所對應(yīng)的開關(guān)函數(shù);ds為該開關(guān)狀態(tài)所對應(yīng)的占空比。

以a相為例,當(dāng)選擇不同的開關(guān)函數(shù)Sa0至Sa4時,恒流源ia分別與直流母線的P,A,O,B和N接通。式(1)中Sxj和ds取決于逆變器SVM調(diào)制器的調(diào)制度m和功率因數(shù)角φ。當(dāng)采用文獻[23]給出的SVM調(diào)制方法時,可以畫出不同功率因數(shù)角φ與調(diào)制度m下中點電流iA的平均值|IA|的歸一化值,即|IA/Ia_ph|,其中Ia_ph為a相電流的峰值,如附錄A圖A2所示。流經(jīng)B點的直流電流與A點大小相同,方向相反。

由附錄A圖A2可看出,當(dāng)功率因數(shù)接近0時,幾乎沒有直流電流流入A和B點,但當(dāng)功率因數(shù)為1時,逆變器可產(chǎn)生高于50%相電流峰值的直流電流注入中點A和B,從而引起A和B點電壓不平衡。對此,本文采用兩個串聯(lián)的3L-FC輔助橋臂提供電流通路來抵消流經(jīng)電流對中點電壓平衡的影響。

3L-FC橋臂有4種開關(guān)狀態(tài),但只有兩種被使用,以上橋臂為例,分別是O1(S1開,S2關(guān),S3開,S4關(guān))和O2(S1關(guān),S2開,S3關(guān),S4開)。則上下橋臂開關(guān)狀態(tài)有4種組合,其中對O點有平衡作用的狀態(tài)組合只有O1-O1與O2-O2,理想狀態(tài)下其占空比均近似為50%,因此此處選取這兩種主要的開關(guān)狀態(tài)O1-O1與O2-O2對A點電壓平衡控制進行分析,這兩種開關(guān)狀態(tài)下5L-NPC逆變器簡化電路圖如附錄A圖A3所示(為維持O點平衡引入Cf3與串聯(lián)電阻Rf)。其中,來自5L-NPC的中點電流iA和iB既含直流分量又有交流脈動分量,直流分量被用于Cf1和Cf2的平衡控制,由于交流分量只會導(dǎo)致電壓脈動而不會引起Cf1和Cf2的電壓失衡,因此在分析Cf1和Cf2的平衡控制時可以用直流恒流源來代替iA和iB。

A點電壓平衡控制(B點類似)將根據(jù)附錄A圖A3給出的兩種狀態(tài)下輔助橋臂等效電路進行分析。為簡化分析,假定此時O點電壓是平衡的,即VPO=VON=Vdc/2。根據(jù)附錄A圖A3所給等效電路,若飛跨電容Cf1兩端電壓ucf1被控為Vdc/4,則在開關(guān)狀態(tài)為O1-O1時,VAO=VPO-ucf1=Vdc/4,而在開關(guān)狀態(tài)為O2-O2時,VAO=ucf1=Vdc/4,即在任意時刻VAO=VPO/2,A點電壓平衡。同理,若飛跨電容Cf2兩端電壓ucf2被控制為Vdc/4,則B點電壓平衡,從而實現(xiàn)了中點A和B的平衡。

若不添加飛跨電容Cf3,則恒流源iA的電流全部流至飛跨電容Cf1,使得在O1-O1狀態(tài)下,Cf1一直放電,在O2-O2狀態(tài)下,Cf1一直被充電。這樣就能通過調(diào)節(jié)O1-O1和O2-O2狀態(tài)占空比(dO1與dO2)來控制A點電壓平衡,并且在平衡時dO1=dO2=50%。

添加飛跨電容Cf3后,根據(jù)附錄A圖A3(a)中O1-O1狀態(tài)下的等效電路,可看出iA的部分電流分流流入了Cf3,此時流經(jīng)Cf1的電流為:

(3)

由式(3)可知,開關(guān)狀態(tài)為O1-O1時,飛跨電容Cf1的充放電狀態(tài)不僅取決于iA的大小,還與iO1有關(guān)。iO1決定于飛跨電容Cf1,Cf2與Cf3的瞬時電壓值和串聯(lián)電阻Rf的大小。當(dāng)iO1iA時,電容Cf1被充電。因此O1-O1狀態(tài)下飛跨電容Cf1既可能被充電也可能放電。但如果選取合適Rf值,使iA電流值大于|iO1|,則能減小各飛跨電容瞬時電壓對Cf1充放電的影響,確保在O1-O1狀態(tài)下電容Cf1一直放電。此時,串聯(lián)電阻Rf的阻值應(yīng)滿足:

(4)

同理,根據(jù)附錄A圖A3(b)給出的在O2-O2狀態(tài)下添加Cf3輔助橋臂后的等效電路,此時流經(jīng)Cf1電流為:

(5)

由式(5)可知,在O2-O2狀態(tài)下,電容Cf1充放電同樣與Cf1,Cf2與Cf3瞬時電壓值和電阻Rf有關(guān)。通過選取合適Rf值,使iA電流值大于|iO2|時,能確保在O2-O2狀態(tài)下電容Cf1一直被充電。此時,串聯(lián)電阻Rf的阻值應(yīng)滿足:

(6)

最終,所選取的電阻Rf的阻值需同時滿足式(4)與式(6),式中的分母電流項采用iA的直流分量,分子中的瞬時電壓差則由iA的交流分量在Cf1和Cf2上引起的電壓差來估計。這樣就能通過調(diào)節(jié)O1-O1和O2-O2狀態(tài)占空比使飛跨電容Cf1穩(wěn)定在Vdc/4。當(dāng)Rf值足夠大,則iA將遠大于|iO1|,分流至Cf3電流幾乎可忽略,此時兩種狀態(tài)占空比均接近50%。由于上下橋臂可以獨立控制,相互隔離,可采用類似的原則控制下橋臂去平衡Cf2的電壓,使兩端電壓ucf2穩(wěn)定在Vdc/4。

2.2　O點平衡控制策略

在理想情況下,由逆變器產(chǎn)生的流入O點的直流電流為零,因此O點電壓是平衡的。但在實際情況中,由于死區(qū)、諧波和不均勻的器件電壓降等非理想因數(shù),O點存在直流電壓漂移現(xiàn)象,除此之外,由兩個3L-FC輔助橋臂引起的O點的直流漂移電流也不能被忽略。

為解決O點的直流漂移問題,在輔助電路中跨接于A,B點之間的飛跨電容Cf3可實現(xiàn)O點電壓的自平衡。為說明Cf3對O點的平衡原理,一個簡化的5L-NPC逆變器模型如附錄B圖B1所示。圖中,飛跨電容器Cf1和Cf2被兩個Vdc/4直流電壓源代替,由于從5L-NPC流至A和B點的恒定電流iA,iB對O點電壓平衡沒有直接的影響,此處則將兩恒流源做斷開處理(圖中用紅色叉號表示)。除此之外,考慮到理想開關(guān)模型不能反映O點的實際直流漂移現(xiàn)象,在附錄B圖B1的模型中采用向O點注入具有5%峰值相電流幅度的恒定直流電流Idrift來模擬漂移電流。

根據(jù)附錄B圖B1的模型,在O1-O1和O2-O2狀態(tài)下的輔助橋臂簡化電路如圖2(a)和(b)所示。

圖2　4種開關(guān)組合狀態(tài)下輔助橋臂簡化電路圖Fig.2　Simplified circuit diagrams of auxiliary bridge arm under four switch combination states

由圖2可知,在O點電壓平衡情況下,Cf3的穩(wěn)態(tài)電壓為Vdc/2。但是在漂移電流的作用下,Cdc2會被充上過量的電荷使它的電壓升高,同時Cdc1上的電壓下降。根據(jù)圖2(b)可知,在O2-O2狀態(tài)下Cdc2上的過量電荷將向Cf3釋放,然后在圖2(a)給出的O1-O1狀態(tài)下補充回Cdc1上,進而對O點失衡起到抑制的作用。

除此之外,另外兩種開關(guān)狀態(tài)(O1-O1和O2-O1)下輔助橋臂簡化電路如圖2(c)和(d)所示?？梢钥闯?O1-O2和O2-O1開關(guān)狀態(tài)下沒有可以補償Idrift的電流流入O點,因此O1-O2和O2-O1狀態(tài)對O點電壓沒有影響,但它所構(gòu)成的電流回路可以將Cf3兩端的電壓鉗位至Vdc/2。與飛跨電容Cf3串聯(lián)的電阻Rf是為了限制開關(guān)瞬間沖擊電流，以防止器件損壞,但是過大的Rf會抑制Cf3向Cdc1和Cdc2的充放電電流,對O點的電壓平衡是不利的。

因此在上下橋臂的4種開關(guān)狀態(tài)的組合中,只有O1-O1和O2-O2狀態(tài)對O點有平衡作用。從而在利用飛跨電容Cf3對O點進行控制時,應(yīng)盡量采用O1-O1和O2-O2狀態(tài)。由前文2.1節(jié)的討論可知,在控制電流iA和iB很大的情況下,上橋臂和下橋臂的O1和O2兩種開關(guān)狀態(tài)占空比各占50%,因此上下橋臂O1-O1和O2-O2組合狀態(tài)占空比也均接近50%。這對于O點平衡是非常有利的。如果僅有圖2(a)和(b)兩種狀態(tài),可推導(dǎo)出O點的電壓偏差與電阻Rf的關(guān)系為:

(7)

式中:τ=(2Cdc+Cf3)/(2CdcRfCf3);Ts為開關(guān)周期。

由式(7)可知,O點產(chǎn)生的電壓偏差與Rf的取值成正比。因此Rf的取值還應(yīng)根據(jù)允許的電壓偏差ΔUON來選擇。

為維持50%的占空比,要么選擇一個比較大的電阻Rf值,要么提供一個大的控制電流iA和iB。由附錄A圖A2可知,在高功率因數(shù)條件下,由逆變器注入中點A的電流iA高于相電流峰值的50%,此時選擇較小的Rf值就可以實現(xiàn)O1-O1和O2-O2狀態(tài)的占空比均接近50%的要求。但當(dāng)功率因數(shù)接近0時,由逆變器流至A點的直流電流iA幾乎為0,這將導(dǎo)致Cf3的分流作用明顯,O1-O1和O2-O2狀態(tài)的占空比小于50%,此時,Cf3對O點電壓的平衡能力將減弱。為了產(chǎn)生一個新的平衡電流,本文對調(diào)制策略進行了修改。它的主要思想是在空間矢量脈寬調(diào)制(SVPWM)圖中找到一些冗余矢量對,通過調(diào)整冗余矢量對的占空比來產(chǎn)生流入O點直流電流,抵消漂移電流對O點電壓的影響。

附錄B圖B2給出了逆變器在高功率因數(shù)條件下工作時冗余矢量對控制的SVPWM圖。圖中扇形區(qū)域Ⅰ和Ⅱ為5L-NPC逆變器的SVPWM圖的兩個調(diào)制區(qū)域。其中在高調(diào)制度區(qū)域(m>0.75)給出了4個參考電壓矢量V1至V4,它們由所在每個小三角形區(qū)域中的相鄰矢量來合成。附錄B圖B2下方給出了合成電壓矢量V1至V4的空間矢量選擇及其排列順序。

以電壓矢量V1為例,合成V1的矢量順序分為7段:[421]-[411]-[410]-[310]-[410]-[411]-[421],其中X點[421]和[310]是冗余矢量對。[421]包含開關(guān)狀態(tài)“2”,選擇此狀態(tài)會使逆變器b相的電流被注入O點,即iO=ib(假設(shè)此時ib為正方向)。而[310]不包含“2”狀態(tài),從而不會產(chǎn)生流經(jīng)O點電流。因此在一個短的開關(guān)周期內(nèi)無法通過調(diào)整X點的冗余矢量對的占空比來產(chǎn)生流入O點的反向電流。而另外兩個電壓矢量V2和V3的冗余矢量對(分別為[411]和[300],[033]和[144])不包括“2”,因此對O點平衡沒有影響。但在一個長的基波周期內(nèi),可以找到一個與X點相角相差180°的Y點,Y點的冗余矢量對[023]和[134]中,[134]不產(chǎn)生流經(jīng)O點的電流,而[023]同樣會使得逆變器b相電流流入O點,由于此時b相電流的極性與選擇X點的時刻相反,因此iO=-ib。這樣就可以通過調(diào)整X點冗余矢量[421]和Y點冗余矢量[023]的占空比來產(chǎn)生流經(jīng)O點的可正可負(fù)的凈可控電流。在一個基波周期內(nèi),假設(shè)d0為分配給冗余矢量對[421]和[023]總占空比,d1為矢量[421]占空比,d4為矢量[023]占空比。當(dāng)無Idrift注入時,O點電壓平衡,根據(jù)對稱性,d1=d4=d0/2,流入O點的凈電流iO=d1ib-d4ib=0。注入Idrift后,為平衡O點電壓,d1和d4重新分配,變量α(-1≤α≤1)用于重新分配d1和d4。這樣在一個基波周期內(nèi)流入O點的凈可控電流為:

iO=d1ib-d4ib=

(8)

由式(8)可知,通過調(diào)節(jié)控制變量α可以控制出用于抵消Idrift的直流電流iO,但其控制能力受到調(diào)制度和功率因數(shù)的影響,最大可控直流電流IOm的歸一化值(即|IOm/Ia_ph|)與調(diào)制度和功率因數(shù)角關(guān)系圖如附錄B圖B3所示。只要Idrift小于最大可控直流電流IOm,O點就可以平衡。

由附錄B圖B3可知,修改調(diào)制策略后,高調(diào)制度條件下功率因數(shù)為0時,利用調(diào)整冗余矢量對的占空比的方法可以產(chǎn)生較大直流電流入O點,進而實現(xiàn)O點電壓的平衡。也就意味著,在低功率因數(shù)下輔助橋臂對O點電壓平衡無法產(chǎn)生足夠影響時,通過修改調(diào)制策略可以對O點電壓提供足夠的平衡能力。

3　控制策略

圖3　逆變器的控制框圖Fig.3　Control block diagram of inverter

圖3(b)給出了輔助橋臂的控制框圖,其作用是將飛跨電容Cf1和Cf2的電壓控制為Vdc/4,從而使A和B點電壓保持平衡。Cf1和Cf2的電壓被檢測和反饋,并與Vdc/4的給定電壓作比較,偏差經(jīng)過比例調(diào)節(jié)器(KA和KB)產(chǎn)生兩個歸一化的控制變量(α1和α2),控制變量的極性由當(dāng)前流入A和B點的凈電流(iA′和iB′)決定。α1和α2被用于調(diào)節(jié)上下兩個3L-FC的O1和O2狀態(tài)的占空比(圖中的dO1和dO2以及dO1′和dO2′),使得Cf1和Cf2被iA′和iB′充電或者放電,最終使其電壓穩(wěn)定在Vdc/4。流入A點和B點的凈電流iA′和iB′通過兩個電流傳感器來實際檢測(安裝位置如圖1所示),但在控制中只判斷了它們的極性,并沒有利用其幅值。

4　損耗分析

根據(jù)附錄A表A1給出的額定參數(shù),本文針對所提5L-NPC逆變器建立了一個仿真模型,對比分析了向O點注入不同大小的漂移電流后Rf的損耗。在仿真模型中,通過選擇合適的電容值,使得Cf1,Cf2和Cf3上所有的電壓偏差不超過5%。這樣,在功率因數(shù)為1、調(diào)制度m=0.85的條件下,根據(jù)式(4)和式(6)可以估算出Rf的取值應(yīng)大于0.9 Ω。選擇Rf的值為2 Ω,根據(jù)式(7)計算可知,此時O點產(chǎn)生的電壓偏差僅為100 V,小于1%Vdc。通過記錄仿真的電流波形,對Rf的損耗PR進行數(shù)值計算的結(jié)果如附錄C表C1所示,表中同時還給出了輔助橋臂的開關(guān)損耗Ploss-FLC以及5L-NPC的總損耗Ploss-NPC。表中:Im為相電流的峰值。

由附錄C表C1可知,電阻Rf的損耗由漂移電流的大小來決定,在漂移電流為相電流峰值的5%時(這是一種非常嚴(yán)重的情況),其損耗僅占變流器整體損耗的4%,因此串入電阻Rf并不會帶來過大的損耗。

5　實驗驗證

為了驗證本文所提拓?fù)浜拖鄳?yīng)的控制策略的正確性,搭建了一個3 kW的實驗平臺,并使用泰克DPO4104B(帶寬1 GHz)4通道的存儲式示波器對實驗波形進行了記錄,附錄C圖C1給出了實驗平臺的照片。

本次實驗使用DSP和現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)板作為控制器,電網(wǎng)由市電電源表示,逆變器通過可調(diào)自耦變壓器和隔離變壓器連接到市電電源。在實驗中,為了測試O點的平衡能力,在P點和O點之間通過一個開關(guān)并聯(lián)了一個電阻器,通過提供一個失衡電流來模擬注入O點的直流漂移電流Idrift。附錄C表C2給出了實驗中主電路的配置和電氣參數(shù)。

在功率因數(shù)為1、調(diào)制度m=0.85的條件下,根據(jù)式(1)可知,由5L-NPC流入A點電流的直流分量約等于2.4 A(相電流峰值為5 A),而在Cf1,Cf2和Cf3上所有的電壓偏差不超過10 V條件下,根據(jù)式(4)和式(6)可以估算出Rf的取值應(yīng)大于4.2 Ω。而Rf取值為5 Ω時,根據(jù)式(7)可知此時O點的電壓偏差小于1.5%Vdc,因此實驗中選取的串聯(lián)電阻Rf為5 Ω。

由于5L-NPC逆變器的每相支路同時有4個IGBT或二極管串聯(lián)導(dǎo)通,其通態(tài)壓降對于低壓實驗的變流器會產(chǎn)生重要的影響,主要引起5次和7次電流諧波。實驗中選擇的50 A/600 V的IGBT的管壓降約為1.2 V,4個IGBT的通態(tài)壓降為4.8 V。假設(shè)產(chǎn)生的諧波全為5次諧波,4.8 V管壓降將產(chǎn)生高于1 A的諧波電流,這相對于6 A的基波電流來說是很大的,將導(dǎo)致較差的總諧波失真(THD)性能。由于變流器的開關(guān)頻率設(shè)置為2.5 kHz,其電流控制器的開環(huán)截止頻率不會超過250 Hz,因此通過控制閉環(huán)來抑制諧波的能力比較弱。針對這個問題,有些文獻提出了壓降補償?shù)慕鉀Q方案,例如文獻[24]提出的通過調(diào)整脈寬調(diào)制(PWM)波的占空比來補償壓降的影響,但是需要考慮零序電流鉗位的影響,控制方法復(fù)雜。本實驗通過在回路中串入一定的電阻(實驗中串聯(lián)的等效電阻為4 Ω),這樣管壓降引起的5次諧波電流將被削弱近60%。同時,串入電阻還可以增加系統(tǒng)的阻尼,有助于系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由于并網(wǎng)控制策略并不是本文的重點,因此通過在濾波電感中串入小電阻的方法來改善波形,比較簡單和有效。對于高壓大電流的實際應(yīng)用而言,器件管壓降的影響是可以忽略的。

本文分別在功率因數(shù)λ=1和λ=0兩種情況下對具有輔助橋臂的5L-NPC逆變器的A,B和O點電壓平衡能力進行了測試。圖4給出了λ=1條件下逆變器各中點電壓的實驗結(jié)果。實驗首先測試了在m=0.85條件下不注入Idrift時中點A,B和O點的電壓穩(wěn)定性,隨后向O點注入恒定的直流電流Idrift,測試了Cf3支路對O點的電壓抗漂移能力進行測試,最后逐漸降低調(diào)制度m,對不同調(diào)制度下的平衡能力進行了測試。圖4(a)為不注入Idrift時,P點與N點之間的電壓VPN、A點與N點之間的電壓VAN、B點與N點之間的電壓VBN以及O點分別與P和N點之間的電壓VPO和VON的電壓波形。由圖4(a)可知,VAN,VON和VBN分別穩(wěn)定在300,200,100 V附近,說明在這種情況下A,B和O點電壓能夠被很好地平衡。圖4(b)為注入Idrift后實驗輸出波形,在t1時刻,O和N之間的并聯(lián)電阻Rd被接通,恒定的直流電流Idrift被注入O點(在Rd=800 Ω的條件下,Idrift值為5%峰值相電流,Idrift=0.25 A)。從圖4(b)可以看到,在此過程中A和B點電壓保持了平衡,而O點電壓則從平衡點(200 V)偏離,穩(wěn)態(tài)偏壓ΔU約為4 V。說明Idrift注入后,A和B點電壓平衡不會被影響,而O點電壓漂移也能被抑制,但是由于Cf3串聯(lián)電阻Rf的影響,會產(chǎn)生一個小的電壓偏壓ΔU。而ΔU除了受Rf的影響,還與調(diào)制度有關(guān)(如1.2節(jié)所述),圖4(c)給出了在不同調(diào)制度下在注入與不注入Idrift情況下O點偏差電壓的曲線圖。由圖4(c)可知,不注入Idrift時,在全調(diào)制度范圍內(nèi)O點均能實現(xiàn)平衡。注入Idrift后,在調(diào)制度m<0.65時O點產(chǎn)生的偏差隨調(diào)制度的增加而增大,但在m>0.65以后,隨著調(diào)制度增加而減小。這表明在λ=1的條件下,輔助橋臂對O點的電壓漂移的抑制能力受調(diào)制度m的影響,且在高調(diào)制度下隨調(diào)制度增加抑制能力增強。

圖4　λ=1條件下逆變器各中點電壓的實驗結(jié)果Fig.4　Experimental results of midpoint voltage under λ=1 condition

本文在λ=1的條件下,還對本文所提5L-NPC逆變器的穩(wěn)態(tài)及動態(tài)并網(wǎng)控制性能做了測試,如圖5(a)和圖5(b)所示。圖5(a)給出了穩(wěn)態(tài)情況下的PWM相電壓(uoa)波形和相電流(ia)的波形。由圖5(a)可知,由于逆變器A,B和O點電壓得到了良好的平衡控制,因此uoa具有均衡的5個電平,ia也含有較小的諧波含量。圖5(b)給出了在λ=1和m=0.85的條件下,當(dāng)電流給定值i*從2 A階躍為3 A時逆變器的動態(tài)響應(yīng)波形。由圖5(b)可知,在t2時刻i*發(fā)生了階躍,ia隨之增加,由于此時逆變器從直流母線端吸收了更大的功率,因此直流母線電壓VPN產(chǎn)生了一定程度的電壓跌落,而VPO也隨之跌落,但始終維持在VPN/2,說明動態(tài)過程中O點電壓平衡能力不受影響。

圖5　逆變器的并網(wǎng)性能測試和λ=0條件下各中點電壓的實驗結(jié)果Fig.5　Grid-connected performance test of inverter and experimental results of midpoint voltage under λ=0 condition

在λ=0和m=0.85條件下,所提5L-NPC逆變器的平衡控制實驗結(jié)果如圖5(c)和(d)所示。由圖5(c)和(d)可知,在t1時刻O點注入Idrift后,A,B以及O點電壓均維持了良好的平衡,相電流與相電壓波形接近理想正弦波。證明了所提5L-NPC逆變器在λ=0條件下,采用冗余矢量對調(diào)節(jié)占空比的調(diào)制策略可以有效實現(xiàn)對O點電壓的平衡控制。

6　結(jié)語

本文所提的具有飛跨電容輔助橋臂的五電平逆變器可用于10 kV/5 MW以上等級的超大功率直驅(qū)風(fēng)電變換系統(tǒng),也可作為大功率高壓光伏并網(wǎng)逆變器或無功補償裝置來使用。對于5L-NPC逆變器固有的中點電壓不平衡問題,飛跨電容輔助橋臂可以有效解決A點和B點的電壓平衡問題。對于O點的平衡問題,在高功率因數(shù)下,盡管受到飛跨電容Cf3中串聯(lián)電阻Rf的影響,但是輔助橋臂仍然可以提供良好的平衡能力。在低功率因數(shù)下,調(diào)整冗余矢量占空比的控制策略可以為O點的電壓平衡提供足夠的支持。最后通過并網(wǎng)控制實驗證明了本文提出的具有輔助橋臂的5L-NPC逆變器拓?fù)浜涂刂品椒ǖ挠行浴３酥绷魇Ш?5L-NPC逆變器的O點還存在3倍基波頻率的電壓脈動,這種低頻脈動對第4橋臂的工作是不利的。盡管可以通過選擇大的直流母線電容來減小脈動電壓的影響,但對其展開進一步的分析和研究對于本文所提的方案在大功率條件下的應(yīng)用具有重要的意義。另外,本文只搭建了一個很小功率的實驗裝置來對所提的電路和控制方法進行了驗證,而且采用串電阻來改善電流THD的做法,較為理想化。未來將采用更大功率的實驗裝置來對電流諧波、中點脈動的影響以及第4橋臂的性能進行檢驗。

附錄見本刊網(wǎng)絡(luò)版(http://www.aeps-info.com/aeps/ch/index.aspx)。

[1] BLAABJERG F, MA K. Future on power electronics for wind turbine systems[J]. IEEE Journal of Emerging & Selected Topics in Power Electronics, 2013, 1(3): 139-152.

[2] BLAABJERG F, LISERRE M, MA K. Power electronics converters for wind turbine systems[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2011, 48(2): 708-719.

[3] 屠卿瑞.模塊化多電平換流器型直流輸電若干問題研究[D].杭州:浙江大學(xué),2013.

[4] 陽岳希,楊杰,賀之淵,等.基于MMC的背靠背柔性直流輸電系統(tǒng)控制策略[J].電力系統(tǒng)自動化,2017,41(4):120-124.DOI:10.7500/AEPS20160728001.

YANG Yuexi, YANG Jie, HE Zhiyuan, et al. Control strategy of MMC based back-to-back HVDC transmission system[J]. Automation of Electric Power Systems, 2017, 41(4): 120-124. DOI: 10.7500/AEPS20160728001.

[5] 趙成勇,張寶順,倪曉軍,等.MMC-HVDC物理模擬系統(tǒng)的控制器架構(gòu)設(shè)計[J].電力系統(tǒng)自動化,2015,39(6):68-74.DOI:10.7500/AEPS20140225003.

ZHAO Chengyong, ZHANG Baoshun, NI Xiaojun, et al. Controller architecture design for MMC-HVDC physical simulation system[J]. Automation of Electric Power Systems, 2015, 39(6): 68-74. DOI: 10.7500/AEPS20140225003.

[6] 肖志勇,盤宏斌,鄧文浪,等.用于級聯(lián)H橋整流器均壓的新型多維空間矢量調(diào)制策略[J].電力系統(tǒng)自動化,2016,40(18):116-121.DOI:10.7500/AEPS20150205009.

XIAO Zhiyong, PAN Hongbin, DENG Wenlang, et al. Multidimensional space vector modulation strategy with voltage balancing capability for cascaded H-bridge rectifier[J]. Automation of Electric Power Systems, 2016, 40(18): 116-121. DOI: 10.7500/AEPS20150205009.

[7] 劉秋降,吳命利,吳麗然.級聯(lián)H橋變流器電容電壓均衡約束條件[J].電力系統(tǒng)自動化,2016,40(15):113-119.DOI:10.7500/AEPS20150613003.

LIU Qiujiang, WU Mingli, WU Liran. Constraints for balancing capacitor voltage of cascaded H-bridge converters[J]. Automation of Electric Power Systems, 2016, 40(15): 113-119. DOI: 10.7500/AEPS20150613003.

[8] RODRIGUEZ J, BERNET S, STEIMER P K, et al. A survey on neutral-point-clamped inverters[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2010, 57(7): 2219-2230.

[9] MA K, BLAABJERG F. Multilevel converters for 10 MW wind turbines[C]// Proceedings of the 2011-14th European Conference on Power Electronics and Applications, August 30-September 1, 2011, Birmingham, UK: 1-10.

[10] SENTURK O S, HELLE L, MUNK-NIELSEN S, et al. Medium voltage three-level converters for the grid connection of a multi-MW wind turbine[C]// European Conference on Power Electronics and Applications, September 8-10, 2009, Barcelona, Spain: 1-8.

[11] CHAVES M, MARGATO E, SILVA J F, et al. New approach in back-to-back m-level diode-clamped multilevel converter modelling and direct current bus voltages balancing[J]. IET Power Electronics, 2010, 3(4): 578-589.

[12] PAN Z, PENG F Z, CORZINE K A, et al. Voltage balancing control of diode-clamped multilevel rectifier/inverter systems[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2005, 41(6): 1698-1706.

[13] MARCHESONI M, TENCA P. Diode-clamped multilevel converters: a practicable way to balance DC-link voltages[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2002, 49(4): 752-765.

[14] SHU Z, DING N, CHEN J, et al. Multilevel SVPWM with DC-link capacitor voltage balancing control for diode-clamped multilevel converter based STATCOM[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2013, 60(5): 1884-1896.

[15] SAEEDIFARD M, IRAVANI R, POU J. A space vector modulation strategy for a back-to-back five-level HVDC converter system[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2009, 56(2): 452-466.

[16] HOTAIT H A, MASSOUD A M, FINNEY S J, et al. Capacitor voltage balancing using redundant states of space vector modulation for five-level diode clamped inverters[J]. IET Power Electronics, 2010, 3(2): 292-313.

[17] ZHANG H B, FINNEY S J, FLETCHER J E, et al. DC-link capacitor voltage balancing for a five-level diode-clamped active power filter using redundant vectors[C]// Universities Power Engineering Conference, December 5-8, 2013, Christchurch, New Zealand: 1-6.

[18] SAEEDIFARD M, IRAVANI R, POU J. Control and DC-capacitor voltage balancing of a space vector-modulated five-level STATCOM[J]. IET Power Electronics, 2009, 2(3): 203-215.

[19] HATTI N, HASEGAWA K, AKAGI H. A 6.6 kV transformerless motor drive using a five-level diode-clamped PWM inverter for energy savings of pumps and blowers[J]. IEEE Transactions on Power Electronics, 2009, 24(3): 796-803.

[20] HASEGAWA K, AKAGI H. Voltage balancing of the four split DC capacitors for a five-level diode-clamped PWM inverter with a front-end diode rectifier[C]// Power Electronics Conference, June 21-24, 2010, Sapporo, Japan: 734-739.

[21] ASHAIBI A A, FINNEY S J, WILLIAMS B W, et al. Switched mode power supplies for charge-up, discharge and balancing DC-link capacitors of diode-clamped five-level inverter[J]. IET Power Electronics, 2010, 3(4): 612-628.

[22] ABDULLAH R, RAHIM N A, RAIHAN S R S, et al. Five-level diode-clamped inverter with three-level boost converter[J]. IEEE Transactions on Industrial Electronics, 2014, 61(10): 5155-5163.

[23] CELANOVIC N, BOROYEVICH D. A fast space-vector modulation algorithm for multilevel three-phase converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2001, 37(2): 637-641.

[24] NEACSU D O. Line voltage compensation for AC output converters[C]// 34th Annual Conference of IEEE Industrial Electronics, November 10-13, 2008, Orlando, FL, USA: 3149-3154.

魏米蘭(1994—),女,碩士研究生,主要研究方向:大功率多電平變流器技術(shù)。E-mail： wmlxka1994@126.com

曾翔君(1976—),男,通信作者,博士,副教授,主要研究方向:大功率風(fēng)電系統(tǒng)中功率變換和新能源等電力電子技術(shù)。E-mail: zengxj@mail.xitu.edu.cn

汪航(1991—),男,碩士研究生,主要研究方向:直驅(qū)風(fēng)電系統(tǒng)電機控制和多電平變流器技術(shù)。E-mail: xjtuhw@126.com