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        單相功率因數(shù)整流器的理論研究

        2018-03-27 06:29:36,,,,
        計算機(jī)測量與控制 2018年3期
        關(guān)鍵詞:單相有源功率因數(shù)

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        (山西農(nóng)業(yè)大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院,山西 太谷 030801)

        0 引言

        電網(wǎng)中的諧波源有很多種類,其產(chǎn)生的諧波會導(dǎo)致電力系統(tǒng)的用電效率和壽命降低,嚴(yán)重時會導(dǎo)致系統(tǒng)無法正常工作?,F(xiàn)如今,國內(nèi)外抑制諧波主要由安裝濾波器和功率因數(shù)的校正這兩個途徑來實(shí)現(xiàn),方法有:無源濾波(PF)、有源電力濾波(APF)、無源功率因數(shù)校正(PPFC)、有源功率因數(shù)校正(APFC)等[1]。無源濾波結(jié)構(gòu)簡單,成本低,但LC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計較困難,可能產(chǎn)生很大的諧波電流,使電網(wǎng)供電質(zhì)量下降。有源電力濾波可以補(bǔ)償頻率和大小都改變的諧波以及無功,一般在抑制動態(tài)諧波和補(bǔ)償無功的裝置中使用[2]。無源功率因數(shù)校正的操作簡單、成本低,功率因數(shù)可以達(dá)到0.7~0.8,電流中諧波的比例可以降低到40%以下,所以,無源PFC適用于中小功率場合,特別是在需要能量雙向傳遞的場合[3]。有源功率因數(shù)校正通過改變有源開關(guān)的通斷來使輸入電流隨著輸入電壓的變化而改變,使得輸入電流的波形近似為正弦波,功率因數(shù)接近1[4]。經(jīng)過對相關(guān)文獻(xiàn)和資料進(jìn)行歸納總結(jié),選用了具有功率因數(shù)校正的電路,得出了有源PFC技術(shù)能夠有效的抑制諧波的產(chǎn)生。

        宋驍磊等研究了雙重交錯并聯(lián)Boost PFC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),深入分析了交錯并聯(lián)在減小輸入電感電流紋波、提升變換器功率等級等方面的改進(jìn)機(jī)理,單相功率因數(shù)校正系統(tǒng)提供了一種改進(jìn)方向[5]。劉玲等將有源功率因數(shù)校正裝置引入飛機(jī)用電設(shè)備中,有效的抑制了諧波的污染[6]。楊徐路等在PFC基礎(chǔ)上提出了基于飛思卡爾數(shù)字控制器MC56F8013平臺的平均電流模式功率因數(shù)校正的數(shù)字化控制方案,有效的提高了功率因數(shù),保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行[7]。張陽等設(shè)計了一臺雙重反激式軟開關(guān)APFC變換器樣機(jī),并對變換器的效率和功率因數(shù)、負(fù)載調(diào)整率和輸入電壓調(diào)整率以及輸入電壓諧波和輸入電流諧波進(jìn)行了詳細(xì)的實(shí)驗(yàn)測試,結(jié)果表明該變換器具有高功率因數(shù)、高效率、諧波含量少、輸出功率較大、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)[8]。曾佑富等提出了將單相輸入的有源功率因數(shù)校正技術(shù)(PFC)應(yīng)用于弧焊逆變電源中,并建立了弧焊逆變電源Boost ZVT-PWM PFC裝置,結(jié)果表明其功率因數(shù)高,畸變諧波小[9]。

        本文根據(jù)當(dāng)前功率因數(shù)校正的技術(shù)發(fā)展,從單相功率因數(shù)校正的角度出發(fā),重點(diǎn)分析當(dāng)前功率因數(shù)校正的現(xiàn)狀,詳細(xì)闡述了有源功率因數(shù)校正的技術(shù)方法。經(jīng)過對單相高功率因數(shù)整流器的改進(jìn)分析,以及對高功率因數(shù)的樣機(jī)進(jìn)行理論分析,電路設(shè)計,建模分析,仿真實(shí)驗(yàn)等手段來證實(shí)功率因數(shù)的校正效果,細(xì)致的講述了單相整流PWM功率因數(shù)校正的整體過程。

        1 單相高功率因數(shù)整流器主電路結(jié)構(gòu)及分析

        1.1 主電路結(jié)構(gòu)及其工作原理

        圖1中電源輸電后變壓器會對電流進(jìn)行隔離并降低電壓,隨后用單相交流電源轉(zhuǎn)換,接通開關(guān)管M1和M2,從而提高了功率因數(shù),抑制了諧波。

        圖1 Boost拓?fù)錁蚴絇FC整流電路

        1.2 電路工作原理

        工作模式1:如圖2(a),接通M1和M2,此時交流電壓Vin為正,輸入電流的流動路徑為:從電感L到M1由M2返回電源。同時,電容C中儲存的能量向負(fù)載R供電。

        工作模式2:如圖2(b),接通M1和M2,此時交流電壓Vin為負(fù)。輸入電流的流動路徑為:從M2到M1由電感L返回。此時電容C向負(fù)載R供電。

        工作模式3:如圖2(c),斷開M1和M2,此時交流電壓Vin為正,輸入電流的流動路徑為:電感L到二極管D1到負(fù)載R由二極管D4返回。此時電容C儲存能量。

        工作模式4:如圖2(d),斷開M1和M2,此時交流電壓Vin為負(fù),輸入電流的流動路徑為:二極管D2到負(fù)載R到二極管D3由電感L返回。此時電容C儲存能量。

        圖2 工作模式

        由圖2可以得出,電容C的充電和放電由M1和M2接通和斷開的時間間隔來控制。這樣可以使端電壓維持在一個穩(wěn)定值,輸入電流的波形接近正弦波。如果我們在電路中加以采用軟開關(guān)技術(shù)(零電流或零電壓技術(shù))的話,會使系統(tǒng)的性能進(jìn)一步得到提高,但同時也會增加設(shè)計難度和制造成本。

        2 數(shù)學(xué)模型建立

        2.1 電路的理想開關(guān)模型

        如圖3所示,交流電由新型橋式半控整流電路輸出給直流負(fù)載。并調(diào)整兩個MOS管接通和斷開的順序和時間,進(jìn)而保證功率因數(shù)得以提高,輸出電壓維持穩(wěn)定。

        令開關(guān)函數(shù)d為:

        (1)

        圖3 主電路結(jié)構(gòu)圖

        則數(shù)學(xué)模型為:

        (2)

        (3)

        故可得理想小信號模型為:

        (4)

        根據(jù)上述建模結(jié)果得出,開關(guān)模型在理想情況下和真實(shí)的電路很吻合。但是,我們可以從中發(fā)現(xiàn)一個問題,由于理想開關(guān)模型是時變的,所以我們無法通過建模計算求得其解析。因此,我們應(yīng)該加以修正以便使實(shí)驗(yàn)結(jié)果更加精確。

        2.2 狀態(tài)空間平均模型

        不難看出,在開關(guān)管接通或者是斷開時,它們的電路模型以及狀態(tài)方程都可以計算出來。按照開關(guān)在不同工作狀態(tài)下得到的狀態(tài)方程,可以計算出一個開關(guān)周期內(nèi)系統(tǒng)的空間平均模型方程。

        令D為一個周期內(nèi)的平均值,則:

        (5)

        即得到系統(tǒng)的狀態(tài)空間平均模型為:

        (6)

        通過計算此方程,使我們對整流器系統(tǒng)的相關(guān)原理有了更進(jìn)一步的了解和認(rèn)識。同時也得出了,在狀態(tài)空間平均模型的解和理想開關(guān)模型接近的情況下,電容電壓和電感電流產(chǎn)生的變化非常微弱,不容易檢測,并且在此模型下有效頻帶只有開關(guān)頻率的1/5~1/10,一旦超出或靠近此區(qū)域,其結(jié)果將失去意義。

        2.3 小信號模型

        在控制開關(guān)電路時,一般通過改變控制電路中的占空比D來達(dá)到目的。與此同時,狀態(tài)空間平均模型并非線性,而是體現(xiàn)在各變量之間的解耦,進(jìn)而可以得到小信號模型(Small Signal Model)。

        在此模型中,電路的狀態(tài)方程為:

        (7)

        設(shè)(X0,U0,D0)為工作點(diǎn),用泰勒級數(shù)展開得:

        0(x-x0)+0(u-u0)+0(D-D0)

        (8)

        略去高階無窮小量,式(3~8)可表示為:

        (9)

        可進(jìn)一步得:

        (10)

        復(fù)頻域的解為:

        (11)

        鑒于模型中的Uc和D存在耦合關(guān)系,在計算時,要通過對部分的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行線性化操作,實(shí)現(xiàn)Uc和D的解耦,從而實(shí)現(xiàn)小信號模型的建立。由小信號模型狀態(tài)方程為:

        (12)

        小信號模型在復(fù)頻域的解為:

        國內(nèi)某機(jī)床廠家所需的大型臥式加工中心床身(底座)鑄件生產(chǎn)采用實(shí)型消失模鑄造工藝,產(chǎn)品基本結(jié)構(gòu)特點(diǎn)如下:

        (13)

        (14)

        又由式子

        (sI-A)-1C=

        (15)

        (16)

        經(jīng)過以上的模型可以分析出,小信號模型對高頻信號的顯示非常清晰,對數(shù)學(xué)模型的建立和分析有了很大的幫助。

        2.4 主電路的仿真

        圖4 主電路MATLAB仿真原理圖

        圖5 主電路的仿真結(jié)果

        通過MATLAB/SIMULINK構(gòu)建仿真框圖,如圖4主電路的仿真原理圖所示。設(shè)開關(guān)頻率為50 KHz,時間為1 S,經(jīng)過仿真后結(jié)果如圖5所示。

        從圖中可以看出,輸入電壓的波形非常平滑,而輸入電流的波形出現(xiàn)抖動,表明此波形里面含有諧波信號。

        3 高功率因數(shù)整流器設(shè)計

        3.1 系統(tǒng)的總體設(shè)計

        整流器PFC控制系統(tǒng)總體設(shè)計如圖6所示。

        圖6 系統(tǒng)總體設(shè)計

        由圖可知,電源電流通過變壓器降壓,然后流入電路中的橋式半控整流電路。電源電流的檢測數(shù)據(jù)以及變壓器降壓后的電壓數(shù)據(jù)經(jīng)采集后,分別傳送到控制芯片L4981A和MCU,在電路圖的輸出側(cè),輸出電壓和電流經(jīng)過檢測和采集后傳送到MCU,MCU處理完輸入和輸出的數(shù)據(jù)后,把相應(yīng)的控制信號傳送給L4981A,然后傳送到PWM中,進(jìn)而根據(jù)數(shù)值的變化來控制M1和M2的接通和關(guān)閉。其中,控制芯片L4981A運(yùn)用平均電流控制技術(shù)進(jìn)行PFC操作,使得輸入電流的信號波形為正弦波形,相位與電壓信號相位相同[10]。

        3.2 電路設(shè)計

        3.2.1 系統(tǒng)控制原理

        圖7 系統(tǒng)控制電路框圖

        由圖7系統(tǒng)控制電路框所示,系統(tǒng)采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)平均電流控制方法,變壓器變壓后的電壓經(jīng)過檢測后傳送到乘法器,其中一部分檢測數(shù)據(jù)進(jìn)行功率補(bǔ)償和算法計算后也傳入乘法器。在輸出端,輸出電流和電壓經(jīng)過檢測后傳送到MCU進(jìn)行處理,然后,處理后的數(shù)值在L491A芯片中與基準(zhǔn)電流作比較,其差值用PI調(diào)節(jié)后得到一個恒定值,傳送到乘法器。此時,在乘法器中通過計算來自前面提到的兩個數(shù)據(jù)和輸入端電壓數(shù)據(jù)后,與輸入電流進(jìn)行比較,會得出電流的誤差值,此誤差值經(jīng)過PWM驅(qū)動分析后,來控制MOS管M1和M2的接通和關(guān)斷,進(jìn)而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正和整流輸出。

        電壓電流信號的收集通過低通濾波器和電阻來實(shí)現(xiàn)。運(yùn)用電阻和二極管來確保PWM和MOS管達(dá)到正常的工作運(yùn)行狀態(tài),使電路的接通和關(guān)斷時間符合規(guī)定的要求。并接通外接震蕩器,調(diào)整其參數(shù),使PWM的開關(guān)頻率穩(wěn)定在74 kHz。同時,在芯片中還包括保護(hù)過電壓和過電流的電路裝置[11]。

        在整個電路的設(shè)計過程中,為了使功率因數(shù)達(dá)到設(shè)定的要求,應(yīng)該給L4981A傳送控制電流信號以及掃描電壓信號。在采集兩種信號時,低通濾波器檢測的電壓信號傳送到L4981A是為了給電壓和電流的相位做一個參考。在檢測輸入信號時使用一個精確電阻檢測。

        3.2.2 系統(tǒng)參數(shù)的選擇

        如圖8,45 W樣機(jī)所示,輸入220 V,50 Hz交流,輸出15 V,3 A直流,開關(guān)頻率74 kHz。參數(shù)設(shè)置過程如下:

        圖8 電路原理圖

        1)輸入側(cè)電感L的計算。

        電感L計算過程:

        (17)

        (18)

        (19)

        當(dāng)電感值為36 μH時,電流波紋近似為9.667%。

        2)輸出側(cè)電容的計算。

        電容C計算過程:

        ΔV=Vout×0.05=15×0.05=0.75

        (20)

        (21)

        (22)

        取電容C=4 700 μF。則輸入電壓抖動允許范圍大約為6.8%。

        3)開關(guān)頻率的設(shè)置。

        震蕩器定時電阻和電容分別與L4981A的17、18引腳相接,保證定時器可以正常進(jìn)行充放電。此時,17引腳的基準(zhǔn)電壓是1.28 V,充電電流IC和放電電流ID為:

        (23)

        由于放電電流的最大值約為12 mA,根據(jù)公式可以得出Rosc的最小值是22 kΩ。所以,開關(guān)頻率為:

        (24)

        Vsrp是數(shù)值為5 V的斜坡信號峰值。故開關(guān)頻率由下式?jīng)Q定:

        (25)

        將Rosc和Cosc的值帶入上式可得:

        (26)

        4)欠電壓鎖定閥值設(shè)置。

        L4981A中欠電壓鎖定閥值的接通和關(guān)斷,由19引腳VCC、15引腳P-UVLO、電阻分壓器和欠電壓鎖定比較器來控制。開通閥值由電阻RL決定。

        設(shè)定電阻值是220 kΩ和33 KΩ,控制芯片接通和斷開的電壓是10.1 V和12 V。

        5)軟啟動電流的設(shè)置。

        軟啟動電流在系統(tǒng)中的作用主要是為了保證升壓功率MOSFET接電后系統(tǒng)中的電流維持在穩(wěn)定的范圍。當(dāng)輸出過壓或欠電壓鎖定時,此時,軟啟動電容接受到信號后會進(jìn)行放電操作。方程為:

        (27)

        在MOS管中,M1和M2的輸入輸出通道都接在源極上,使得系統(tǒng)在運(yùn)行中不用進(jìn)行光電隔離。采集輸出端電壓信號后,同電路中的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行差值計算,計算出的誤差與收集到的電壓信號有效值一起傳送到乘法器中進(jìn)行處理,并把處理完成的輸出值當(dāng)做輸入電流的參考數(shù)值[12]。整個過程中采用RS觸發(fā)器來控制PWM的輸出。

        設(shè)置最大功率因數(shù)0.98,待機(jī)功率為3 W。其它參數(shù)為:MOS管M1、M2為IRFP2907,變壓器220~10 VAC,各種元器件及其參數(shù)如表1所示。

        表1 系統(tǒng)各種元件及參數(shù)

        4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

        根據(jù)圖8的電路原理圖對在本設(shè)計電路輸出電流端加入逆變器對整流后的電流進(jìn)行逆變處理,并且對其輸出電流進(jìn)行仿真分析,觀察輸出電流仿真波形如圖9,圖9可以表明本設(shè)計輸出電流具有很高的品質(zhì),校正輸出電流波形在坐標(biāo)軸0處出現(xiàn)了小幅度的抖動,但并不影響整個波形的變化規(guī)律,基本表現(xiàn)為標(biāo)準(zhǔn)正弦波形。表明該方法確實(shí)可以有效的提高功率因數(shù),減少諧波的產(chǎn)生[13]。

        同時,該設(shè)計中的整流器系統(tǒng)具有成本低,操作簡單,易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。適用于各種各樣的直流電源以及蓄電池的充電器。

        圖9 電流仿真波形

        5 結(jié)論

        1)APFC平均電流控制技術(shù),使系統(tǒng)的跟蹤誤差電流產(chǎn)生的畸變小于1%,功率因數(shù)達(dá)到了0.9以上。實(shí)現(xiàn)了輸出高品質(zhì)的電流,其波形表現(xiàn)為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波,有效的抑制了諧波的數(shù)量。

        2)通過對Boost拓?fù)潆娐返母倪M(jìn)以及對樣機(jī)的測試,得出了提高功率因數(shù)是減少諧波的有效途徑。運(yùn)用L4981A控制芯片提供的定頻控制工作模式,以及對輸入電流實(shí)現(xiàn)正弦化,且無需斜坡補(bǔ)償?shù)裙δ?,?shí)現(xiàn)了單相PWM功率因數(shù)的校正。保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

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