, , , ,

(山西農(nóng)業(yè)大學(xué) 信息科學(xué)與工程學(xué)院，山西 太谷 030801)

0 引言

電網(wǎng)中的諧波源有很多種類，其產(chǎn)生的諧波會導(dǎo)致電力系統(tǒng)的用電效率和壽命降低，嚴(yán)重時會導(dǎo)致系統(tǒng)無法正常工作?，F(xiàn)如今，國內(nèi)外抑制諧波主要由安裝濾波器和功率因數(shù)的校正這兩個途徑來實(shí)現(xiàn)，方法有：無源濾波(PF)、有源電力濾波(APF)、無源功率因數(shù)校正(PPFC)、有源功率因數(shù)校正(APFC)等[1]。無源濾波結(jié)構(gòu)簡單，成本低，但LC網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計較困難，可能產(chǎn)生很大的諧波電流，使電網(wǎng)供電質(zhì)量下降。有源電力濾波可以補(bǔ)償頻率和大小都改變的諧波以及無功，一般在抑制動態(tài)諧波和補(bǔ)償無功的裝置中使用[2]。無源功率因數(shù)校正的操作簡單、成本低，功率因數(shù)可以達(dá)到0.7～0.8，電流中諧波的比例可以降低到40%以下，所以，無源PFC適用于中小功率場合，特別是在需要能量雙向傳遞的場合[3]。有源功率因數(shù)校正通過改變有源開關(guān)的通斷來使輸入電流隨著輸入電壓的變化而改變，使得輸入電流的波形近似為正弦波，功率因數(shù)接近1[4]。經(jīng)過對相關(guān)文獻(xiàn)和資料進(jìn)行歸納總結(jié)，選用了具有功率因數(shù)校正的電路，得出了有源PFC技術(shù)能夠有效的抑制諧波的產(chǎn)生。

宋驍磊等研究了雙重交錯并聯(lián)Boost PFC的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu),深入分析了交錯并聯(lián)在減小輸入電感電流紋波、提升變換器功率等級等方面的改進(jìn)機(jī)理，單相功率因數(shù)校正系統(tǒng)提供了一種改進(jìn)方向[5]。劉玲等將有源功率因數(shù)校正裝置引入飛機(jī)用電設(shè)備中，有效的抑制了諧波的污染[6]。楊徐路等在PFC基礎(chǔ)上提出了基于飛思卡爾數(shù)字控制器MC56F8013平臺的平均電流模式功率因數(shù)校正的數(shù)字化控制方案，有效的提高了功率因數(shù)，保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行[7]。張陽等設(shè)計了一臺雙重反激式軟開關(guān)APFC變換器樣機(jī)，并對變換器的效率和功率因數(shù)、負(fù)載調(diào)整率和輸入電壓調(diào)整率以及輸入電壓諧波和輸入電流諧波進(jìn)行了詳細(xì)的實(shí)驗(yàn)測試，結(jié)果表明該變換器具有高功率因數(shù)、高效率、諧波含量少、輸出功率較大、可靠性高等優(yōu)點(diǎn)[8]。曾佑富等提出了將單相輸入的有源功率因數(shù)校正技術(shù)(PFC)應(yīng)用于弧焊逆變電源中，并建立了弧焊逆變電源Boost ZVT-PWM PFC裝置,結(jié)果表明其功率因數(shù)高,畸變諧波小[9]。

本文根據(jù)當(dāng)前功率因數(shù)校正的技術(shù)發(fā)展，從單相功率因數(shù)校正的角度出發(fā)，重點(diǎn)分析當(dāng)前功率因數(shù)校正的現(xiàn)狀，詳細(xì)闡述了有源功率因數(shù)校正的技術(shù)方法。經(jīng)過對單相高功率因數(shù)整流器的改進(jìn)分析，以及對高功率因數(shù)的樣機(jī)進(jìn)行理論分析，電路設(shè)計，建模分析，仿真實(shí)驗(yàn)等手段來證實(shí)功率因數(shù)的校正效果，細(xì)致的講述了單相整流PWM功率因數(shù)校正的整體過程。

1 單相高功率因數(shù)整流器主電路結(jié)構(gòu)及分析

1.1 主電路結(jié)構(gòu)及其工作原理

圖1中電源輸電后變壓器會對電流進(jìn)行隔離并降低電壓，隨后用單相交流電源轉(zhuǎn)換，接通開關(guān)管M1和M2，從而提高了功率因數(shù)，抑制了諧波。

圖1 Boost拓?fù)錁蚴絇FC整流電路

1.2 電路工作原理

工作模式1：如圖2(a),接通M1和M2，此時交流電壓Vin為正，輸入電流的流動路徑為：從電感L到M1由M2返回電源。同時，電容C中儲存的能量向負(fù)載R供電。

工作模式2：如圖2(b),接通M1和M2，此時交流電壓Vin為負(fù)。輸入電流的流動路徑為：從M2到M1由電感L返回。此時電容C向負(fù)載R供電。

工作模式3：如圖2(c)，斷開M1和M2，此時交流電壓Vin為正，輸入電流的流動路徑為：電感L到二極管D1到負(fù)載R由二極管D4返回。此時電容C儲存能量。

工作模式4：如圖2(d)，斷開M1和M2，此時交流電壓Vin為負(fù)，輸入電流的流動路徑為：二極管D2到負(fù)載R到二極管D3由電感L返回。此時電容C儲存能量。

圖2 工作模式

由圖2可以得出，電容C的充電和放電由M1和M2接通和斷開的時間間隔來控制。這樣可以使端電壓維持在一個穩(wěn)定值，輸入電流的波形接近正弦波。如果我們在電路中加以采用軟開關(guān)技術(shù)(零電流或零電壓技術(shù))的話，會使系統(tǒng)的性能進(jìn)一步得到提高，但同時也會增加設(shè)計難度和制造成本。

2 數(shù)學(xué)模型建立

2.1 電路的理想開關(guān)模型

如圖3所示，交流電由新型橋式半控整流電路輸出給直流負(fù)載。并調(diào)整兩個MOS管接通和斷開的順序和時間，進(jìn)而保證功率因數(shù)得以提高，輸出電壓維持穩(wěn)定。

令開關(guān)函數(shù)d為：

(1)

圖3 主電路結(jié)構(gòu)圖

則數(shù)學(xué)模型為：

(2)

(3)

故可得理想小信號模型為：

(4)

根據(jù)上述建模結(jié)果得出，開關(guān)模型在理想情況下和真實(shí)的電路很吻合。但是，我們可以從中發(fā)現(xiàn)一個問題，由于理想開關(guān)模型是時變的，所以我們無法通過建模計算求得其解析。因此，我們應(yīng)該加以修正以便使實(shí)驗(yàn)結(jié)果更加精確。

2.2 狀態(tài)空間平均模型

不難看出，在開關(guān)管接通或者是斷開時，它們的電路模型以及狀態(tài)方程都可以計算出來。按照開關(guān)在不同工作狀態(tài)下得到的狀態(tài)方程，可以計算出一個開關(guān)周期內(nèi)系統(tǒng)的空間平均模型方程。

令D為一個周期內(nèi)的平均值，則：

(5)

即得到系統(tǒng)的狀態(tài)空間平均模型為：

(6)

通過計算此方程，使我們對整流器系統(tǒng)的相關(guān)原理有了更進(jìn)一步的了解和認(rèn)識。同時也得出了，在狀態(tài)空間平均模型的解和理想開關(guān)模型接近的情況下，電容電壓和電感電流產(chǎn)生的變化非常微弱，不容易檢測，并且在此模型下有效頻帶只有開關(guān)頻率的1/5～1/10，一旦超出或靠近此區(qū)域，其結(jié)果將失去意義。

2.3 小信號模型

在控制開關(guān)電路時，一般通過改變控制電路中的占空比D來達(dá)到目的。與此同時，狀態(tài)空間平均模型并非線性，而是體現(xiàn)在各變量之間的解耦，進(jìn)而可以得到小信號模型(Small Signal Model)。

在此模型中，電路的狀態(tài)方程為：

(7)

設(shè)(X0，U0，D0)為工作點(diǎn)，用泰勒級數(shù)展開得：

0(x-x0)+0(u-u0)+0(D-D0)

(8)

略去高階無窮小量，式(3～8)可表示為：

(9)

可進(jìn)一步得：

(10)

復(fù)頻域的解為：

(11)

鑒于模型中的Uc和D存在耦合關(guān)系，在計算時，要通過對部分的數(shù)學(xué)模型進(jìn)行線性化操作，實(shí)現(xiàn)Uc和D的解耦，從而實(shí)現(xiàn)小信號模型的建立。由小信號模型狀態(tài)方程為：

(12)

小信號模型在復(fù)頻域的解為：

國內(nèi)某機(jī)床廠家所需的大型臥式加工中心床身（底座）鑄件生產(chǎn)采用實(shí)型消失模鑄造工藝，產(chǎn)品基本結(jié)構(gòu)特點(diǎn)如下：

(13)

(14)

又由式子

(sI-A)-1C=

(15)

(16)

經(jīng)過以上的模型可以分析出，小信號模型對高頻信號的顯示非常清晰，對數(shù)學(xué)模型的建立和分析有了很大的幫助。

2.4 主電路的仿真

圖4 主電路MATLAB仿真原理圖

圖5 主電路的仿真結(jié)果

通過MATLAB/SIMULINK構(gòu)建仿真框圖，如圖4主電路的仿真原理圖所示。設(shè)開關(guān)頻率為50 KHz，時間為1 S，經(jīng)過仿真后結(jié)果如圖5所示。

從圖中可以看出，輸入電壓的波形非常平滑，而輸入電流的波形出現(xiàn)抖動，表明此波形里面含有諧波信號。

3 高功率因數(shù)整流器設(shè)計

3.1 系統(tǒng)的總體設(shè)計

整流器PFC控制系統(tǒng)總體設(shè)計如圖6所示。

圖6 系統(tǒng)總體設(shè)計

由圖可知，電源電流通過變壓器降壓，然后流入電路中的橋式半控整流電路。電源電流的檢測數(shù)據(jù)以及變壓器降壓后的電壓數(shù)據(jù)經(jīng)采集后，分別傳送到控制芯片L4981A和MCU，在電路圖的輸出側(cè)，輸出電壓和電流經(jīng)過檢測和采集后傳送到MCU，MCU處理完輸入和輸出的數(shù)據(jù)后，把相應(yīng)的控制信號傳送給L4981A，然后傳送到PWM中，進(jìn)而根據(jù)數(shù)值的變化來控制M1和M2的接通和關(guān)閉。其中，控制芯片L4981A運(yùn)用平均電流控制技術(shù)進(jìn)行PFC操作，使得輸入電流的信號波形為正弦波形，相位與電壓信號相位相同[10]。

3.2 電路設(shè)計

3.2.1 系統(tǒng)控制原理

圖7 系統(tǒng)控制電路框圖

由圖7系統(tǒng)控制電路框所示，系統(tǒng)采用有源功率因數(shù)校正技術(shù)平均電流控制方法，變壓器變壓后的電壓經(jīng)過檢測后傳送到乘法器，其中一部分檢測數(shù)據(jù)進(jìn)行功率補(bǔ)償和算法計算后也傳入乘法器。在輸出端，輸出電流和電壓經(jīng)過檢測后傳送到MCU進(jìn)行處理，然后，處理后的數(shù)值在L491A芯片中與基準(zhǔn)電流作比較，其差值用PI調(diào)節(jié)后得到一個恒定值，傳送到乘法器。此時，在乘法器中通過計算來自前面提到的兩個數(shù)據(jù)和輸入端電壓數(shù)據(jù)后，與輸入電流進(jìn)行比較，會得出電流的誤差值，此誤差值經(jīng)過PWM驅(qū)動分析后，來控制MOS管M1和M2的接通和關(guān)斷，進(jìn)而實(shí)現(xiàn)功率因數(shù)的校正和整流輸出。

電壓電流信號的收集通過低通濾波器和電阻來實(shí)現(xiàn)。運(yùn)用電阻和二極管來確保PWM和MOS管達(dá)到正常的工作運(yùn)行狀態(tài)，使電路的接通和關(guān)斷時間符合規(guī)定的要求。并接通外接震蕩器，調(diào)整其參數(shù)，使PWM的開關(guān)頻率穩(wěn)定在74 kHz。同時，在芯片中還包括保護(hù)過電壓和過電流的電路裝置[11]。

在整個電路的設(shè)計過程中，為了使功率因數(shù)達(dá)到設(shè)定的要求，應(yīng)該給L4981A傳送控制電流信號以及掃描電壓信號。在采集兩種信號時，低通濾波器檢測的電壓信號傳送到L4981A是為了給電壓和電流的相位做一個參考。在檢測輸入信號時使用一個精確電阻檢測。

3.2.2 系統(tǒng)參數(shù)的選擇

如圖8，45 W樣機(jī)所示，輸入220 V，50 Hz交流，輸出15 V，3 A直流，開關(guān)頻率74 kHz。參數(shù)設(shè)置過程如下：

圖8 電路原理圖

1)輸入側(cè)電感L的計算。

電感L計算過程：

(17)

(18)

(19)

當(dāng)電感值為36 μH時，電流波紋近似為9.667%。

2)輸出側(cè)電容的計算。

電容C計算過程：

ΔV=Vout×0.05=15×0.05=0.75

(20)

(21)

(22)

取電容C=4 700 μF。則輸入電壓抖動允許范圍大約為6.8%。

3)開關(guān)頻率的設(shè)置。

震蕩器定時電阻和電容分別與L4981A的17、18引腳相接，保證定時器可以正常進(jìn)行充放電。此時，17引腳的基準(zhǔn)電壓是1.28 V，充電電流IC和放電電流ID為：

(23)

由于放電電流的最大值約為12 mA，根據(jù)公式可以得出Rosc的最小值是22 kΩ。所以，開關(guān)頻率為：

(24)

Vsrp是數(shù)值為5 V的斜坡信號峰值。故開關(guān)頻率由下式?jīng)Q定：

(25)

將Rosc和Cosc的值帶入上式可得：

(26)

4)欠電壓鎖定閥值設(shè)置。

L4981A中欠電壓鎖定閥值的接通和關(guān)斷，由19引腳VCC、15引腳P-UVLO、電阻分壓器和欠電壓鎖定比較器來控制。開通閥值由電阻RL決定。

設(shè)定電阻值是220 kΩ和33 KΩ，控制芯片接通和斷開的電壓是10.1 V和12 V。

5)軟啟動電流的設(shè)置。

軟啟動電流在系統(tǒng)中的作用主要是為了保證升壓功率MOSFET接電后系統(tǒng)中的電流維持在穩(wěn)定的范圍。當(dāng)輸出過壓或欠電壓鎖定時，此時，軟啟動電容接受到信號后會進(jìn)行放電操作。方程為：

(27)

在MOS管中，M1和M2的輸入輸出通道都接在源極上，使得系統(tǒng)在運(yùn)行中不用進(jìn)行光電隔離。采集輸出端電壓信號后，同電路中的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行差值計算，計算出的誤差與收集到的電壓信號有效值一起傳送到乘法器中進(jìn)行處理，并把處理完成的輸出值當(dāng)做輸入電流的參考數(shù)值[12]。整個過程中采用RS觸發(fā)器來控制PWM的輸出。

設(shè)置最大功率因數(shù)0.98，待機(jī)功率為3 W。其它參數(shù)為：MOS管M1、M2為IRFP2907，變壓器220～10 VAC，各種元器件及其參數(shù)如表1所示。

表1 系統(tǒng)各種元件及參數(shù)

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

根據(jù)圖8的電路原理圖對在本設(shè)計電路輸出電流端加入逆變器對整流后的電流進(jìn)行逆變處理，并且對其輸出電流進(jìn)行仿真分析，觀察輸出電流仿真波形如圖9，圖9可以表明本設(shè)計輸出電流具有很高的品質(zhì)，校正輸出電流波形在坐標(biāo)軸0處出現(xiàn)了小幅度的抖動，但并不影響整個波形的變化規(guī)律，基本表現(xiàn)為標(biāo)準(zhǔn)正弦波形。表明該方法確實(shí)可以有效的提高功率因數(shù)，減少諧波的產(chǎn)生[13]。

同時，該設(shè)計中的整流器系統(tǒng)具有成本低，操作簡單，易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。適用于各種各樣的直流電源以及蓄電池的充電器。

圖9 電流仿真波形

5 結(jié)論

1)APFC平均電流控制技術(shù)，使系統(tǒng)的跟蹤誤差電流產(chǎn)生的畸變小于1%，功率因數(shù)達(dá)到了0.9以上。實(shí)現(xiàn)了輸出高品質(zhì)的電流，其波形表現(xiàn)為標(biāo)準(zhǔn)的正弦波，有效的抑制了諧波的數(shù)量。

2)通過對Boost拓?fù)潆娐返母倪M(jìn)以及對樣機(jī)的測試，得出了提高功率因數(shù)是減少諧波的有效途徑。運(yùn)用L4981A控制芯片提供的定頻控制工作模式，以及對輸入電流實(shí)現(xiàn)正弦化，且無需斜坡補(bǔ)償?shù)裙δ?，?shí)現(xiàn)了單相PWM功率因數(shù)的校正。保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定運(yùn)行。

[1]桂 麗. 基于MC33260的Cuk型有源功率因數(shù)校正的研究與設(shè)計[D]. 合肥:合肥工業(yè)大學(xué),2010.

[2]宋長江. 大容量并聯(lián)混合型有源電力濾波器的研究[D]. 武漢:武漢理工大學(xué),2007.

[3]施三保. 單相高功率因數(shù)整流器及其控制策略研究[D]. 武漢:武漢理工大學(xué),2006.

[4]李軍慶, 胡紹忠. 有源功率因數(shù)校正淺析[J]. 科技廣場, 2012(1):199-202.

[5]宋驍磊. 基于單相功率因數(shù)校正系統(tǒng)的改進(jìn)與研究[D]. 南京:東南大學(xué),2016.

[6]劉 玲. 飛機(jī)交流電網(wǎng)有源諧波抑制技術(shù)的研究[D]. 南昌:南昌航空大學(xué),2013.

[7]楊徐璐. 基于DSP的數(shù)字化APFC研究[D]. 南京:南京理工大學(xué),2014.

[8]張 陽. 雙重反激式軟開關(guān)APEC變換器的研究[D]. 長沙:湖南工業(yè)大學(xué),2013.

[9]曾佑富. 模擬實(shí)際負(fù)載下弧焊逆變電源單相功率因數(shù)校正[D]. 長春:吉林大學(xué),2006.

[10]翟亞永. 基于DSP的有源功率因數(shù)校正技術(shù)研究[D]. 沈陽:東北大學(xué),2012.

[11]劉元崗. 基于FPGA+DSP的并聯(lián)型有源電力濾波器的研究[D]. 合肥:合肥工業(yè)大學(xué),2011.

[12]薛寶章. 功率因數(shù)校正電路設(shè)計[J]. 安徽電子信息職業(yè)技術(shù)學(xué)院學(xué)報, 2006(5):72-74,81.

[13]任大慶. 單級隔離型PFC變換器及其控制研究[D]. 武漢:武漢理工大學(xué),2011.