賈世旺，趙 飛

(中國電子科技集團公司第五十四研究所，河北 石家莊050081)

0 引言

隨著各類裝備要融入網(wǎng)絡(luò)信息體系的要求，航天測控、衛(wèi)星通信和導(dǎo)航等綜合射頻系統(tǒng)對低輪廓有源相控陣天線需求越來越迫切，同時系統(tǒng)對射頻信道引入的非線性相位(群時延)失真也非常關(guān)注。文獻[1]分析了全頻譜合成陣列天線T/R組件間群時延失真分布差異性對合成信噪比的影響，研究結(jié)果表明：天線陣元數(shù)量越多，帶寬越寬，群時延分布差異性越大，合成信噪比損失越大。文獻[2]分析了衛(wèi)星通信轉(zhuǎn)發(fā)器群時延特性對傳輸性能的影響，當轉(zhuǎn)發(fā)器工作帶寬為36 MHz時，由于信道群時延波動，造成信道的Eb/N0傳輸性能惡化0.5 dB以上。文獻[3]針對陣列天線設(shè)計出一種新型負群時延電路結(jié)構(gòu)，有效提高了工作帶寬；文獻[4]對負群時延電路進行了研究，提出了多種工作頻段為3 GHz左右的電路，電路工作帶寬400 MHz，調(diào)整范圍7.4 ns；文獻[5]設(shè)計了一種利用有源FET管結(jié)合巴倫結(jié)構(gòu)實現(xiàn)的3.5～5.5 GHz新型負群時延電路；文獻[6]采用環(huán)行器與波導(dǎo)加載諧振腔級聯(lián)設(shè)計的Ku頻段群時延均衡器，群時延調(diào)整范圍達到10 ns。

本文對S頻段群時延均衡網(wǎng)絡(luò)開展研究，并結(jié)合微納工藝加工技術(shù)特點，提出了一種利用MEMS工藝技術(shù)制造的小型化新型全通網(wǎng)絡(luò)電路結(jié)構(gòu)方案，實現(xiàn)了群時延均衡器可重構(gòu)設(shè)計。

1 全通網(wǎng)絡(luò)

群時延表示系統(tǒng)在某頻率下相位對頻率的負微分，表達式為：

(1)

群時延失真會使傳輸信號的波形失真，增加系統(tǒng)誤碼率，降低系統(tǒng)性能。為了改善傳輸信道性能，常采用增加群時延均衡器對系統(tǒng)相移失真進行補償和調(diào)節(jié)的辦法。

群時延均衡器一般采用全通網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)，理想的全通網(wǎng)絡(luò)應(yīng)具備以下特點：

① 網(wǎng)絡(luò)輸入/輸出的幅度變化與傳輸?shù)男盘栴l率無關(guān)，幅度不隨頻率變化而改變；

② 網(wǎng)絡(luò)輸入/輸出相位變化與頻率的關(guān)系是一條過原點直線，相移隨著頻率的改變而變化。

全通網(wǎng)絡(luò)理論上是一個無幅度失真網(wǎng)絡(luò)(全頻范圍內(nèi))，理想橋型全通網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

圖1 全通網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)

圖1中，Zc為傳輸網(wǎng)絡(luò)特性阻抗，與Z1、Z2之間的關(guān)系如下：

(2)

(3)

(4)

式中，g0為傳輸常數(shù)，由固有衰減a0和固有相移b0組成；Z1、Z2分別由純電抗元件X1、X2組成，且為了滿足全通網(wǎng)絡(luò)的構(gòu)成條件，X1、X2必須異號[7]。

當X1、X2異號時，固有衰減a0為零，固有相移b0則與比值有關(guān)，全通網(wǎng)絡(luò)的輸入輸出阻抗Zc為純電阻阻抗R。

(5)

2 發(fā)射組件群時延特性

發(fā)射組件由放大器、移相器、衰減器、濾波器及延時線等元器件組成，其中放大器群時延特性變化一般在1 ns以下，衰減器和開關(guān)等群時延可忽略[8]，作為頻率選擇的濾波器，由于邊帶幅度變化大，導(dǎo)致群時延可達數(shù)十ns以上，對組件群時延貢獻最大。矩形系數(shù)越高的濾波器，其群時延指標也越高。

某型號多路S頻段發(fā)射組件群時延實測指標如表1所示。組件中濾波器采用矩形系數(shù)高、Q值高、帶外抑制度特性好的六腔介質(zhì)濾波器，此類濾波器具有群時延波動大的特點。

表1 某型S頻段發(fā)射組件群時延實測結(jié)果

f2插損/dBf1群時延/nsf2群時延/nsf3群時延/ns1．7126．0311．8918．091．2726．2113．1421．561．3124．5513．7017．161．5227．0213．2119．271．3824．2515．6219．181．5625．0511．7120．871．8923．7912．8821．38

表1中，f1為濾波器低端截止頻率；f2為中心頻率；f3為高端截止頻率。對表1中的數(shù)據(jù)進行統(tǒng)計分析可知，濾波器群時延特性差異明顯，不同濾波器間群時延差異可以達到4 ns左右；高、低端頻率與中心頻率間群時延差異達到15 ns以上。

文獻[1]理論分析表明：在100個陣列單元、1 GHz工作帶寬的天線陣列系統(tǒng)中，當工作帶寬高、低端邊緣群時延差異大于4 ns時，合成信噪比將惡化0.5 dB以上。一般工程上要求群時延失真帶來的合成信噪比損失要小于0.5 dB[9]，因此系統(tǒng)必須增加補償網(wǎng)絡(luò)，降低T/R組件高、低端頻率群時延與中心頻率群時延之間的差異。

為了改善信道的群時延特性需要完成兩方面工作：一是調(diào)整高、中、低各頻率間群時延的差異；二是調(diào)整不同信道間同頻的群時延差異。因此，群時延均衡網(wǎng)絡(luò)應(yīng)滿足諧振頻率、群時延大小可重構(gòu)要求。

考慮到S頻段發(fā)射組件中元器件批次性差異，群時延均衡網(wǎng)絡(luò)的群時延大小調(diào)整范圍為5～20 ns，可均衡頻率范圍為2.40～2.65 GHz。

3 可重構(gòu)均衡網(wǎng)絡(luò)及元件實現(xiàn)

采用全通網(wǎng)絡(luò)實現(xiàn)可重構(gòu)均衡器設(shè)計，難點在于諧振頻率、群時延大小可調(diào)的要求。必須對理想全通網(wǎng)絡(luò)拓撲結(jié)構(gòu)進行優(yōu)化，增加可調(diào)元件。

3.1 新型可重構(gòu)網(wǎng)絡(luò)

根據(jù)微波理論，在全通網(wǎng)絡(luò)中增加阻性元件，可以調(diào)整網(wǎng)絡(luò)Q值大小，以增加網(wǎng)絡(luò)插入損耗的辦法，來實現(xiàn)群時延大小可調(diào)的目的。

在圖1所示的電路基礎(chǔ)上，提出了新型網(wǎng)絡(luò)拓撲結(jié)構(gòu)，同時為了便于與其他電路相連，將全通網(wǎng)絡(luò)的平衡結(jié)構(gòu)轉(zhuǎn)換為不平衡的網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)。圖2是將理想全通網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換為可重構(gòu)的容抗二階橋T型結(jié)構(gòu)示意圖，其中C1、L2、R1為可調(diào)元件。

圖2 可重構(gòu)容抗二階橋T型結(jié)構(gòu)

經(jīng)分析，通過調(diào)節(jié)阻性元件大小，改變了L2、C3支路群時延特性，實現(xiàn)群時延大小可重構(gòu)要求?？烧{(diào)電容C1、可調(diào)電感L2實現(xiàn)均衡網(wǎng)絡(luò)頻率的調(diào)整。

網(wǎng)絡(luò)中的各元件參數(shù)的計算公式如下：

(6)

(7)

(8)

(9)

式中，R為二階全通網(wǎng)絡(luò)輸入/輸出阻抗；kn、ωn表示網(wǎng)絡(luò)零極點實部及虛部的絕對數(shù)值。

若要實現(xiàn)可均衡頻率2.40～2.65 GHz，調(diào)整群時延大小范圍5～20 ns，結(jié)合圖2網(wǎng)絡(luò)拓撲結(jié)構(gòu)，采用GENESYS軟件對群時延網(wǎng)絡(luò)進行分析，仿真結(jié)果如圖3所示。

圖3 單級群時延網(wǎng)絡(luò)仿真結(jié)果

圖3中，曲線fL最大值、fH最大值是指單級均衡網(wǎng)絡(luò)單元可實現(xiàn)的群時延調(diào)整至最大值時的低端頻率和高端頻率；fL最小值、fH最小值是指單級均衡網(wǎng)絡(luò)單元可實現(xiàn)的群時延調(diào)整至最小值時的低端頻率和高端頻率。單級均衡網(wǎng)絡(luò)單元可實現(xiàn)頻率2.38～2.84 GHz，群時延大小2～23 ns調(diào)整。

根據(jù)系統(tǒng)要求可采取多級級聯(lián)的方式，增大群時延頻率和大小調(diào)整范圍。結(jié)合系統(tǒng)對均衡補償網(wǎng)絡(luò)的要求，采用三級二階全通網(wǎng)絡(luò)單元實現(xiàn)，三級均衡網(wǎng)絡(luò)的諧振頻率分別為：2.437 GHz、2.521 GHz和2.631 GHz。增加三級均衡網(wǎng)絡(luò)，組件均衡后的群時延仿真結(jié)果見圖3所示，頻率調(diào)整范圍大于450 MHz，調(diào)整群時延大小20 ns以上，發(fā)射組件均衡后在帶內(nèi)群時延波動小于2 ns。

三級均衡網(wǎng)絡(luò)中可調(diào)元件取值范圍：C1為7.0～10.2 pF、L2為18.7～24.2 nH、R1為0.1～20 Ω。

在理論分析時，電感、電容均假定為理想元件，實際電感還存在著電阻損耗、渦流損耗及介質(zhì)損耗等；同樣電容介質(zhì)損耗和漏導(dǎo)等也不能忽略不計。由于各種損耗的存在，使得全通網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生了與頻率相關(guān)的衰減，而且輸入輸出的阻抗也不再是理想的純電阻阻抗。

實現(xiàn)全通網(wǎng)絡(luò)的電容、電感種類很多。為了保證性能，特別是降低網(wǎng)絡(luò)帶來的傳輸損耗，保證全通網(wǎng)絡(luò)傳輸幅度不受影響，電路設(shè)計時應(yīng)選擇高Q值、高自諧振頻率元件。部分文獻中不同類型電感性能比較如表2所示。

表2 不同類型電感的性能比較

類型電感值/nH諧振頻率/GHz品質(zhì)因數(shù)繞線電感(高Q值)1～10002．020繞線電感(BondWire)[10]0．432．49-MEMS電感(Si)[11]2．724．236印刷電感(GaAs)[12]1．121．039印刷電感(PCB)[13]181．450薄膜電感(BCB)[14]6．27．948．5厚膜電感(LTCC)[15]13-30．6

根據(jù)不同類型L、C元件的優(yōu)缺點，并考慮工藝實現(xiàn)難度及小型化要求，選擇硅基MEMS的電感和電容來實現(xiàn)全通網(wǎng)絡(luò)。MEMS元件是通過外部施加不同控制電壓，靜電驅(qū)動元件中可動結(jié)構(gòu)，改變元件內(nèi)部物理結(jié)構(gòu)，實現(xiàn)了電感及電容的調(diào)節(jié)。

3.2 電感

采用MEMS工藝的3D螺旋電感具有體積小、易與其他元件集成的特點。為了實現(xiàn)電感可調(diào)，常采用分段切換開關(guān)、金屬帽或者通過液體通道改變介質(zhì)特性等不同方案。

圖2中電感L2調(diào)整范圍為18.7～24.2 nH，為了優(yōu)化電感制作方案，采用固定感值電感與可調(diào)金屬帽電感串聯(lián)形式實現(xiàn)L2的可調(diào)范圍。固定電感為16 nH，可調(diào)電感為2.7～8.2 nH。

S Mohan提出的基于Wheeler結(jié)論的公式是常用的平面螺旋電感計算方法[16]。

(9)

式中，μ為磁導(dǎo)率；n為螺旋電感圈數(shù)；dout、din分別為電感外徑和內(nèi)徑；K1、K2分別為電感的結(jié)構(gòu)因子，如表3所示。

表3 不同螺旋電感結(jié)構(gòu)K1、K2值

螺旋電感結(jié)構(gòu)類型K1K2方形2．342．75六邊形2．333．82八邊形2．253．55

固定和可調(diào)電感均選用方形結(jié)構(gòu)，電感選用厚度為0.4 mm高阻硅(電阻率4 000 Ω· cm)，線寬20 μm，間距10 μm，線圈金屬層厚度4 μm，內(nèi)圈電極引線與平面螺旋線圈間增加聚酰亞胺材料進行絕緣。

由式(9)計算可知，固定電感線圈匝數(shù)為12.5圈，電感面積為0.8 mm×0.8 mm；可調(diào)電感匝數(shù)為3.5，面積為0.3 mm×0.3 mm。單位面積的電感密度大于20 nH/mm2，由于采用了MEMS加工技術(shù)，單個電感面積與普通PCB平面螺旋電感相比減小了80%以上，小型化效果明顯，可調(diào)電感結(jié)構(gòu)示意圖如圖4(a)所示。

利用MEMS工藝實現(xiàn)可調(diào)電感金屬帽結(jié)構(gòu)，通過施加控制電壓，改變螺旋電感線圈與金屬帽間距，影響磁通量和渦流的大小，使得等效電感值發(fā)生變化。

經(jīng)軟件仿真，可調(diào)電感金屬帽與螺旋電感間距調(diào)整范圍應(yīng)滿足10～50 μm，金屬帽尺寸大小為250 μm×250 μm，可調(diào)電感仿真結(jié)果如圖4(b)所示。

圖4 MEMS可調(diào)電感結(jié)構(gòu)示意及仿真結(jié)果

硅基襯底上生長一定厚度多晶硅和二氧化硅，濺射所需膜層，經(jīng)過光刻、電鍍及刻蝕制作螺旋電感；利用厚膠工藝在電感結(jié)構(gòu)表面涂覆光刻膠，再次濺射、光刻、電鍍和刻蝕，完成金屬帽加工；最后進行可動結(jié)構(gòu)釋放，去除電感與金屬帽間光刻膠，完成可動結(jié)構(gòu)梁的制造。

為了提高電感性能，可以考慮采用MEMS硅腔刻蝕技術(shù)，制作懸浮螺旋電感結(jié)構(gòu)，即螺旋電感上、下面均為空氣介質(zhì)，進一步降低電感與基板間渦流；也可增加新型磁性高分子材料膜層，通過提高磁導(dǎo)率的辦法，提升單位面積電感密度。

3.3 電容

實現(xiàn)可調(diào)電容的方式有多種，常用的有變?nèi)荻O管、MEMS可動結(jié)構(gòu)等。

采用MEMS方式實現(xiàn)的可變電容具有噪聲低、損耗小及可調(diào)范圍大的特點，MEMS可調(diào)電容示意圖如圖5(a)所示。

圖5 MEMS可調(diào)電容結(jié)構(gòu)及仿真結(jié)果

MEMS可調(diào)電容是通過固定電容一端電極，另一電極設(shè)計成懸浮結(jié)構(gòu)，施加電壓由靜電驅(qū)動調(diào)整兩電極間間距。用MEMS可動梁制造工藝完成移動電極的制作，通過調(diào)節(jié)兩電極間距，實現(xiàn)容值調(diào)整。

電容調(diào)整范圍要求為7.0～10.2 pF，采用硅基襯底上MIM(Metal-Insulator-Metal)電容實現(xiàn)，MIM電容由金屬—絕緣體—金屬3層結(jié)構(gòu)組成，將上層的金屬結(jié)構(gòu)改為可垂直移動結(jié)構(gòu)。

當MIM電容尺寸小于工作頻率0.1 λ時，容值大小可由式(10)計算得出：

(10)

式中，εrd為電容材料的介電常數(shù)；w、l、d分別為電容的寬、長、高，單位μm。

當電容的長寬均為2 000 μm、介質(zhì)層的厚度為35 μm時，硅基上實現(xiàn)的MIM電容的最大容值為12.04 pF，大于10.2 pF的要求。

將電容模型帶入軟件進行仿真分析，仿真結(jié)果如圖5(b)所示。當電容上電極在原始錨點時，電容值為11.8 pF；當施加外部電源，電極移動6 μm時，電容值為4.2 pF，滿足了均衡網(wǎng)絡(luò)對可調(diào)電容的要求。

MEMS可調(diào)電容的工藝制作過程與電感類似。通過工藝控制，保證可動結(jié)構(gòu)一致性是工藝制造的難點。

3.4 方案可行性

經(jīng)過以上計算分析，帶阻性可調(diào)元件的新型全通網(wǎng)絡(luò)能夠?qū)崿F(xiàn)均衡器的可重構(gòu)要求。采用MEMS工藝實現(xiàn)可調(diào)電感、可調(diào)電容的方案可實現(xiàn)性強。

采用傳統(tǒng)集中元件，實現(xiàn)該三級全通網(wǎng)絡(luò)體積不小于90 mm×55 mm×15 mm。采用MEMS元件的電路體積小于30 mm×15 mm×3 mm，小型化效果顯著。由于MEMS元件的調(diào)整是通過電壓來控制，對均衡器的電性能調(diào)整，該方案更加合理和實用。

在實際電路應(yīng)用時，還要考慮以下問題：

① MEMS可調(diào)元件與固定值元件相比，制造復(fù)雜程度大，設(shè)計全通網(wǎng)絡(luò)時應(yīng)盡可能減少可調(diào)元件數(shù)量；

② 若全通網(wǎng)絡(luò)的元件值取值不合適，易引起電路諧振，惡化電路性能，因此在確定元件值時要考慮溫度、振動等外部環(huán)境條件對MEMS可動結(jié)構(gòu)的影響，并進行敏感性統(tǒng)計分析；

③ 對于非理想元件組成的全通網(wǎng)絡(luò)，接入電路后會產(chǎn)生一定損耗，需要增加放大電路進行增益補償。

4 結(jié)束語

以全通網(wǎng)絡(luò)理論為基礎(chǔ)，優(yōu)化電路網(wǎng)絡(luò)結(jié)構(gòu)，增加了阻性可調(diào)元件，實現(xiàn)了群時延補償網(wǎng)絡(luò)可重構(gòu)的要求。提出了用MEMS工藝技術(shù)實現(xiàn)可調(diào)元件制造的思路，并對MEMS電感、電容等進行了設(shè)計仿真分析，均衡器小型化效果明顯。

MEMS工藝適用于群時延均衡補償網(wǎng)絡(luò)設(shè)計，在應(yīng)用時還需考慮元件外部控制電路的復(fù)雜程度、元件一致性、MEMS可動結(jié)構(gòu)可靠性等問題。

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