陳 靜 李 晗 張洪綱 劉泉華,4

(1. 西安建筑科技大學(xué)信息與控制學(xué)院,陜西西安 710055; 2.北京理工大學(xué)信息與電子學(xué)院雷達(dá)技術(shù)研究所,北京 100081; 3.清華大學(xué)電子工程系,北京 100084; 4. 衛(wèi)星導(dǎo)航電子信息技術(shù)教育部重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室(北京理工大學(xué)),北京 100081)

1 引言

間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾可基于數(shù)字射頻存儲(chǔ)器(DRFM)產(chǎn)生。該干擾具有雷達(dá)信號(hào)的特征,可獲得雷達(dá)的脈沖壓縮增益,同時(shí)具有欺騙和壓制的干擾特性,顯著降低了雷達(dá)的工作性能。目前,針對(duì)間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾抑制的研究取得了一定的進(jìn)展。首先,空域干擾抑制利用目標(biāo)、干擾來(lái)向差異實(shí)現(xiàn)抗干擾,但目前仍無(wú)法在被動(dòng)模式下獲得純干擾協(xié)方差[1];在波形設(shè)計(jì)方面,可通過(guò)設(shè)計(jì)特殊波形,破壞干擾信號(hào)多普勒頻率的輸出連續(xù)性來(lái)實(shí)現(xiàn)抗干擾[2];此外,隨著人們對(duì)目標(biāo)極化散射機(jī)理理解的加深,極化鑒別技術(shù)也成為抑制間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾的一個(gè)重要方法[3]。

當(dāng)干擾信號(hào)從雷達(dá)天線(xiàn)主瓣注入接收機(jī)時(shí),傳統(tǒng)的抗干擾方法難以奏效。目前針對(duì)主瓣抗干擾的研究主要在空域、時(shí)頻域以及極化域展開(kāi)。空域抗主瓣干擾主要包括阻塞矩陣預(yù)處理、投影特征矩陣預(yù)處理、和差波束抗干擾以及大口徑分布式陣列抗干擾[4]。這些方法在特定情況下均能取得一定的成效,同時(shí)也值得進(jìn)一步改進(jìn);時(shí)頻域主瓣抗干擾主要采用變換域方法以及失配濾波,但要求干擾不能覆蓋回波頻段[5];極化域主瓣抗干擾主要采用極化濾波的方法,該方法不能應(yīng)用于未極化信號(hào)或變極化信號(hào)[6]。

本文針對(duì)主瓣間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾,將基于時(shí)頻特性分析的干擾辨識(shí)方法與基于大口徑分布式雷達(dá)的空域抗干擾方法相結(jié)合。首先,通過(guò)分布式雷達(dá)陣列將單部雷達(dá)面臨的主瓣干擾轉(zhuǎn)換為分布式雷達(dá)的旁瓣干擾;隨后,通過(guò)對(duì)回波信號(hào)進(jìn)行時(shí)頻特性分析在一維距離像上辨識(shí)干擾,估計(jì)純干擾訓(xùn)練樣本;最后,將訓(xùn)練樣本應(yīng)用于MVDR波束形成器完成干擾抑制。

本文第1部分首先介紹了主瓣干擾、間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的背景與研究現(xiàn)狀,介紹本文的大致思路以及安排;第2部分介紹線(xiàn)性分布式雷達(dá)系統(tǒng),建立雷達(dá)信號(hào)、間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)的數(shù)學(xué)模型,并描述傳統(tǒng)的空域抗干擾MVDR波束形成器的缺陷;第3部分介紹了干擾辨識(shí)、波束形成的算法原理;第4部分通過(guò)仿真驗(yàn)證本文方法的有效性,并分析其抗干擾性能;第5部分對(duì)全文進(jìn)行總結(jié)。

2 信號(hào)模型與問(wèn)題描述

2.1 系統(tǒng)描述

一維分布式雷達(dá)系統(tǒng)由一個(gè)主雷達(dá)和N個(gè)輔助雷達(dá)組成,如圖1所示。記相位中心位于原點(diǎn)的雷達(dá)M0為主雷達(dá),M1～MN為輔助雷達(dá)。輔助雷達(dá)中M1～Mm位于主雷達(dá)左側(cè),Mm+1～MN位于主雷達(dá)右側(cè)(1mN-1)?？紤]由主雷達(dá)M0發(fā)射信號(hào)照射目標(biāo),目標(biāo)反射信號(hào)以及干擾機(jī)采樣轉(zhuǎn)發(fā)信號(hào)共同輻射各雷達(dá)。單部雷達(dá)M0工作時(shí),波束寬度較寬,干擾機(jī)位于主瓣內(nèi),形成主瓣干擾;通過(guò)添加輔助雷達(dá)M1～Mm組成分布式陣列,其合成方向圖主瓣變窄,如圖1虛線(xiàn)所示,此時(shí)干擾機(jī)位于分布式陣列合成方向圖主瓣之外,形成旁瓣干擾。

圖1 分布式雷達(dá)系統(tǒng)示意圖Fig.1 Distributed radar system

2.2 信號(hào)建模

假設(shè)雷達(dá)發(fā)射信號(hào)為:

s(t)=p(t)exp(j 2πf0t)

(1)

其中,t為時(shí)間變量,p(t)為發(fā)射信號(hào)包絡(luò),f0為信號(hào)載頻。由于各雷達(dá)與目標(biāo)之間的距離存在差異,因而各雷達(dá)接收的回波信號(hào)存在不同的時(shí)延?？紤]主雷達(dá)發(fā)射瞬時(shí)窄帶信號(hào)時(shí),時(shí)延的作用僅體現(xiàn)在相移上,信號(hào)包絡(luò)時(shí)延差可忽略。雷達(dá)Mi接收目標(biāo)回波信號(hào),做下變頻處理得到基帶信號(hào)可表示為:

(2)

其中c為光速,Ri為雷達(dá)Mi與目標(biāo)間距離(i=0,1,...,N)。

此外,DRFM干擾機(jī)會(huì)及交替采集和轉(zhuǎn)發(fā)一段雷達(dá)信號(hào),常用的采樣轉(zhuǎn)發(fā)方式包括直接轉(zhuǎn)發(fā)、重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā),忽略采樣與轉(zhuǎn)發(fā)之間的時(shí)間間隔,其示意圖如下圖所示:

圖2 間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾工作原理示意Fig.2 The principle of interrupted sampling repeater jamming

如圖2所示,直接轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)可表示為:

(3)

其中,TJ為切片寬度,Nc為切片個(gè)數(shù),ST(t)為干擾機(jī)截獲的雷達(dá)信號(hào)的包絡(luò)。同理,重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)可表示為:

(4)

其中,M為每個(gè)切片轉(zhuǎn)發(fā)的個(gè)數(shù),Tu=(m+1)TJ為采樣間隔[7]。以重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)干擾為例,雷達(dá)Mi接收到的干擾信號(hào)可表示為:

(5)

2.3 問(wèn)題描述

間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾由DRFM式干擾機(jī)產(chǎn)生。干擾機(jī)首先截獲雷達(dá)發(fā)射信號(hào),采樣一個(gè)片段進(jìn)行轉(zhuǎn)發(fā),再進(jìn)行下一次采樣,轉(zhuǎn)發(fā),依次類(lèi)推,直至雷達(dá)脈沖結(jié)束。間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾信號(hào)具有雷達(dá)信號(hào)的特征,可獲得雷達(dá)的脈沖壓縮增益。使得目標(biāo)信號(hào)被淹沒(méi)在密集的假目標(biāo)群中。傳統(tǒng)的空域抗干擾方法利用目標(biāo)、干擾機(jī)的空間聚散性,保證目標(biāo)方向信號(hào)得到增益,干擾方向信號(hào)被抑制。

DRFM干擾機(jī)在雷達(dá)停止工作后,也停止采樣,因而雷達(dá)無(wú)法通過(guò)被動(dòng)模式獲到純干擾信號(hào),即抗干擾處理的訓(xùn)練數(shù)據(jù)中包含目標(biāo)信息。空域自適應(yīng)信號(hào)處理中,當(dāng)目標(biāo)的角度確定時(shí),無(wú)論訓(xùn)練數(shù)據(jù)是否包含目標(biāo)信號(hào),均能夠抑制干擾信號(hào)、保留目標(biāo)信號(hào)。而在實(shí)際應(yīng)用中,目標(biāo)的角度并不能準(zhǔn)確得到。在目標(biāo)角度存在偏差的情況下,當(dāng)訓(xùn)練數(shù)據(jù)不包含目標(biāo)信號(hào),通過(guò)抗干擾處理可以抑制干擾信號(hào),同時(shí)目標(biāo)信號(hào)損失較小;當(dāng)訓(xùn)練數(shù)據(jù)包含目標(biāo)信號(hào)時(shí),通過(guò)抗干擾處理可以抑制干擾信號(hào),但是目標(biāo)信號(hào)損失較大,且目標(biāo)信號(hào)強(qiáng)度越大,目標(biāo)信號(hào)損失也越大[8]。因此,針對(duì)間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾,在目標(biāo)角度存在偏差的情況下,采用傳統(tǒng)的空域自適應(yīng)抗干擾方法會(huì)出現(xiàn)嚴(yán)重的信號(hào)相消問(wèn)題。

3 基于干擾辨識(shí)的主瓣間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾抑制方法

3.1 基于一維距離像時(shí)頻分析的干擾辨識(shí)

假設(shè)干擾機(jī)產(chǎn)生直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾,則分布式雷達(dá)系統(tǒng)中雷達(dá)Mi接收到的信號(hào)可表示為:

si(t)=Axxi+Ayyi+n0(t)=

exp(jkπ(t-TJ-τy)2)

exp[-j 2πf0(TJ+τy)]+n0(t)

(6)

其中,Axxi為雷達(dá)接收到的目標(biāo)分量,Ayyi為雷達(dá)接收到的干擾分量,n0(t)為雷達(dá)接收機(jī)噪聲;T為雷達(dá)發(fā)射線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)脈寬,Ax、Ay分別為目標(biāo)、干擾脈壓前的幅度,τx、τy分別為目標(biāo)、干擾機(jī)與雷達(dá)Mi間的雙程延時(shí)。對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行脈壓得到一維距離像可表示為:

(7)

(8)

由上式可推斷干擾在一維距離像上為一個(gè)主假目標(biāo)和多個(gè)對(duì)稱(chēng)分布的次假目標(biāo),整體服從sinc包絡(luò),根據(jù)包絡(luò)項(xiàng)sinc[kTJ(t-TJ-τy)]推斷主瓣寬度為2/kTJ?？紤]每個(gè)切片轉(zhuǎn)發(fā)M次,則相鄰假目標(biāo)的間隔為Δt=1/(M+1)TJ,則干擾脈壓主瓣內(nèi)干擾峰值個(gè)數(shù)為:

(9)

對(duì)脈壓后的一維距離像做時(shí)頻分析:

(10)

上式得到距離-頻率二維分布圖,距離維上,目標(biāo)、干擾位于不同的距離門(mén);頻率維上,由于目標(biāo)信號(hào)脈壓后的包絡(luò)為標(biāo)準(zhǔn)的sinc函數(shù),該sinc函數(shù)主瓣寬度為帶寬的倒數(shù),該主瓣經(jīng)FFT處理后頻譜范圍對(duì)應(yīng)線(xiàn)性調(diào)頻信號(hào)的帶寬,經(jīng)時(shí)頻分析在頻率維上表現(xiàn)為一條直線(xiàn),且直線(xiàn)長(zhǎng)度為信號(hào)帶寬;而干擾信號(hào)脈壓結(jié)果是由多個(gè)切片疊加組成,切片寬度較窄,表現(xiàn)在時(shí)頻分析上頻率維寬度明顯小于目標(biāo),且由于截獲位置差異引入不同的初始相位,故干擾的時(shí)頻分析結(jié)果在頻域上對(duì)應(yīng)不同的頻點(diǎn)。根據(jù)這一特征差異,可以對(duì)目標(biāo)、干擾加以辨識(shí),區(qū)分目標(biāo)、干擾所在的時(shí)域距離門(mén)[9]。

3.2 主瓣間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾抑制

當(dāng)分布式雷達(dá)系統(tǒng)口徑達(dá)到一定量級(jí)時(shí),各雷達(dá)接收的回波信號(hào)已經(jīng)不能近似等效為平面波。此時(shí),需要用菲涅爾模型取代平面波模型,來(lái)計(jì)算分布式雷達(dá)系統(tǒng)的導(dǎo)向矢量。根據(jù)分布式雷達(dá)系統(tǒng)描述,構(gòu)建菲涅爾模型下的目標(biāo)的導(dǎo)向矢量為:

a0=[β1,...,βm,β0,βm+1,...,βN]

(11)

根據(jù)干擾辨識(shí)以及距離門(mén)區(qū)分結(jié)果,提取一維距離像中干擾主瓣內(nèi)的2M+1個(gè)距離門(mén)對(duì)應(yīng)的數(shù)據(jù),構(gòu)成訓(xùn)練數(shù)據(jù)X。該訓(xùn)練數(shù)據(jù)是純干擾信號(hào)的估計(jì),不包含目標(biāo)信號(hào),采用該訓(xùn)練數(shù)據(jù)理論上可避免傳統(tǒng)自適應(yīng)濾波中的信號(hào)相消問(wèn)題?；谟?xùn)練數(shù)據(jù),估計(jì)協(xié)方差矩陣:

RX= (XXH)/L

(12)

其中L為訓(xùn)練樣本的樣本數(shù)。MVDR波束形成器在保證目標(biāo)方位增益恒定,同時(shí)總輸出功率最小為準(zhǔn)則,其最優(yōu)權(quán)矢量可表示為:

(13)

4 仿真驗(yàn)證

仿真條件:分布式雷達(dá)系統(tǒng)為一維線(xiàn)陣,一發(fā)五收有向天線(xiàn),各雷達(dá)均勻排布,間隔50 m,波束指向?yàn)橹骼走_(dá)法線(xiàn)方向。目標(biāo)與干擾夾角為3°。信號(hào)參數(shù)如表1所示。

表1 仿真參數(shù)

Tab.1 Simulation parameters

參數(shù)參數(shù)值中心頻率/MHz400信號(hào)帶寬/MHz10采樣率/MHz80脈寬/μs40

4.1 本文方法抗干擾方法驗(yàn)證

由于信號(hào)為瞬時(shí)窄帶信號(hào),可認(rèn)為分布式系統(tǒng)對(duì)同步的要求較低;同時(shí),各個(gè)單元雷達(dá)接收機(jī)幅相條件一致,有如下幾組仿真。

仿真1:目標(biāo)位于法線(xiàn)方向,干擾方向與目標(biāo)方向夾角為3°,估計(jì)的期望信號(hào)方向與真實(shí)方向偏差0.5°;間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾類(lèi)型為直接轉(zhuǎn)發(fā)式,切片寬度為5 μs,各切片轉(zhuǎn)發(fā)1次;SNR=-5 dB、10 dB,INR=40 dB。

仿真2:目標(biāo)位于法線(xiàn)方向,干擾方向與目標(biāo)方向夾角為3°,估計(jì)的期望信號(hào)方向與真實(shí)方向偏差0.5°;間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾類(lèi)型為重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式,切片寬度為5 μs,各切片轉(zhuǎn)發(fā)3次;SNR=-5 dB、10 dB,INR=40 dB。

圖3(a)表示直接轉(zhuǎn)發(fā)式加目標(biāo)脈壓的一位距離像,對(duì)其作時(shí)頻分析如圖3(b)所示,其中目標(biāo)信號(hào)脈壓后主瓣寬度為帶寬倒數(shù),結(jié)果FFT處理在頻域范圍對(duì)應(yīng)LMF信號(hào)帶寬;由于干擾切片寬度較窄,故干擾信號(hào)脈壓后的時(shí)頻分布表現(xiàn)為點(diǎn)陣,且?guī)拰挾缺饶繕?biāo)信號(hào)窄。根據(jù)干擾、目標(biāo)的時(shí)頻特性差異可以對(duì)其加以辨識(shí)。圖4(a)、(b)分別表示SNR=-5 dB情況下傳統(tǒng)方法和本文方法抗干擾后一維距離像對(duì)比,如圖所示,傳統(tǒng)方法在期望信號(hào)估計(jì)出現(xiàn)偏差情況下,在抑制干擾的同時(shí),目標(biāo)信號(hào)存在一定的損失;本文的抗干擾算法則可以抑制直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾并保留目標(biāo)信號(hào)。

圖3 直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的一維距離像及其時(shí)頻分析結(jié)果(SNR=-5 dB)Fig.3 One-dimensional range profile and time-frequency analysis of ISDJ (SNR=-5 dB)

圖4 抗干擾后脈壓結(jié)果圖(SNR=-5 dB)Fig.4 Pulse compression result of suppressing jamming (SNR=-5 dB)

圖5(a)、(b)分別表示SNR=10 dB情況下傳統(tǒng)方法和本文方法抗干擾后一維距離像對(duì)比,如圖所示,在SNR較高的情況下,傳統(tǒng)方法在期望信號(hào)估計(jì)出現(xiàn)偏差情況下,在抑制干擾的同時(shí),目標(biāo)信號(hào)損失更為嚴(yán)重;本文的抗干擾算法則可以抑制直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾并保留目標(biāo)信號(hào)。

同理,圖6(a)為重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾加目標(biāo)脈壓一維距離像,圖6(b)為其時(shí)頻分析結(jié)果。由圖7(a)、(b)所示,SNR=-5 dB情況下傳統(tǒng)抗干擾方法目標(biāo)信號(hào)損失存在一定的損失,本文抗干擾方法可抑制重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾并保留目標(biāo)信號(hào)。由圖8(a)、(b)所示,SNR=10 dB情況下傳統(tǒng)抗干擾方法目標(biāo)信號(hào)損失更為嚴(yán)重,本文抗干擾方法可抑制重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式干擾并保留目標(biāo)信號(hào)。

圖5 抗干擾后脈壓結(jié)果圖(SNR=10 dB)Fig.5 Pulse compression result of suppressing jamming (SNR=10 dB)

圖6 直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾的一維距離像及其時(shí)頻分析結(jié)果(SNR=-5 dB)Fig.6 One-dimensional range profile and time-frequency analysis of ISRJ (SNR=-5 dB)

圖7 抗干擾后脈壓結(jié)果圖(SNR=-5 dB)Fig.7 Pulse compression result of suppressing jamming (SNR=-5 dB)

圖8 抗干擾后脈壓結(jié)果圖(SNR=10 dB)Fig.8 Pulse compression result of suppressing jamming (SNR=10 dB)

4.2 本文方法性能分析

仿真3:目標(biāo)位于法線(xiàn)方向,干擾方向與目標(biāo)方向夾角為3°;干擾樣式及參數(shù)與仿真1相同; INR=40 dB。估計(jì)的期望信號(hào)方向與真實(shí)的目標(biāo)方向夾角為0.1°;定量分析本文方法與傳統(tǒng)方法SNR損失隨雷達(dá)信號(hào)SNR的變化。

仿真4:目標(biāo)位于法線(xiàn)方向,干擾方向與目標(biāo)方向夾角為3°;干擾樣式及參數(shù)與仿真1相同; SNR=10 dB。估計(jì)的期望信號(hào)方向與真實(shí)的目標(biāo)方向夾角為0.1°;定量分析本文方法與傳統(tǒng)方法SNR損失隨干擾信號(hào)INR的變化。

如圖9(a)所示,目標(biāo)角度偏離一定的情況下,傳統(tǒng)的抗干擾方法因訓(xùn)練樣本包含目標(biāo)信息,所以會(huì)出現(xiàn)較大的SNR損失,且隨著雷達(dá)信號(hào)SNR的增大,SNR損失也隨之增大;本文的方法訓(xùn)練樣本不包含目標(biāo)信息,所以SNR損失較小。故本文方法在SNR較高情況下效果更為明顯;如圖9(b)所示,在SNR以及期望信號(hào)方向估計(jì)偏差固定的情況下,隨著INR的變化,傳統(tǒng)方法抗干擾后SNR損失較大,而本文方法抗干擾后SNR損失較小。

仿真5:目標(biāo)位于法線(xiàn)方向,干擾方向與目標(biāo)方向夾角為3°;干擾機(jī)產(chǎn)生直接轉(zhuǎn)發(fā)式干擾,干擾樣式及參數(shù)與仿真1相同;SNR=10 dB,INR=40 dB。假定估計(jì)的期望信號(hào)方向與目標(biāo)真實(shí)方向角度偏差從-1°到1°變化;通過(guò)仿真定量分析本文方法與傳統(tǒng)方法的SNR損失以及SINR改善隨目標(biāo)角度偏離的變化。

圖9 對(duì)比本文方法與傳統(tǒng)方法的抗干擾性能Fig.9 Anti-jamming comparison of method in this paper with traditional method

如圖10(a)所示,當(dāng)目標(biāo)角度估計(jì)無(wú)偏離時(shí),傳統(tǒng)方法與本文方法的SNR損失均接近于0 dB;隨著目標(biāo)估計(jì)角度偏離越來(lái)越大,傳統(tǒng)的方法除在某些特定偏離角度上SNR損失較小外,大部分偏離角度上都存在較大的SNR損失;而本文方法在目標(biāo)角度存在不同的偏離情況下,保持較小的SNR損失。同理,如圖10(b)所示,目標(biāo)角度存在偏離時(shí),傳統(tǒng)抗干擾方法的SINR改善也較小,而本文抗干擾方法能夠保證一定的SINR改善。

圖10 對(duì)比本文方法與傳統(tǒng)方法的抗干擾性能Fig.10 Anti-jamming comparison of method in this paper with traditional method

仿真6:目標(biāo)位于法線(xiàn)方向,干擾方向與目標(biāo)方向夾角為3°;干擾樣式及參數(shù)與仿真1相同; SNR=10 dB,INR=40 dB。估計(jì)的期望信號(hào)方向與真實(shí)的目標(biāo)方向夾角為0.8°定量分析本文方法與傳統(tǒng)方法SNR損失隨干擾信號(hào)INR的變化。

大口徑分布式雷達(dá)的方向圖存在大量柵瓣,當(dāng)干擾位于柵瓣位置時(shí),自適應(yīng)抗干擾處理會(huì)出現(xiàn)柵零點(diǎn),使目標(biāo)能量受損,根據(jù)陣列參數(shù)計(jì)算得到柵瓣角度為:0.86°、1.72°、2.58°…。如圖11所示,當(dāng)干擾位于非柵瓣角度時(shí),本文的抗干擾方法的SNR損失相對(duì)于傳統(tǒng)抗干擾方法有明顯的改善,然而當(dāng)干擾位于柵瓣角度時(shí),本文的抗干擾方法與傳統(tǒng)抗干擾方法一樣面臨較大的SNR損失。

圖11 SNR損失與干擾角度的關(guān)系Fig.11 Relation between loss of SNR and angle of jamming

5 結(jié)論

目前,主瓣干擾以及間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾均已成為單基地雷達(dá)正常工作的潛在威脅。構(gòu)造大口徑分布式雷達(dá)系統(tǒng),采用空域自適應(yīng)抗干擾的方法雖然能夠抑制主瓣間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾,卻因目標(biāo)角度估計(jì)存在偏差,不可避免地出現(xiàn)信號(hào)相消的問(wèn)題。本文將基于一維距離像時(shí)頻分析的干擾辨識(shí)與分布式空域抗干擾方法相結(jié)合,通過(guò)在一維距離像上辨識(shí)干擾假目標(biāo),估計(jì)出純干擾信號(hào)協(xié)方差,用于自適應(yīng)抗干擾處理,在有效抑制干擾的同時(shí),可將信號(hào)損失控制在一定范圍內(nèi)。仿真結(jié)果驗(yàn)證了該方法對(duì)直接轉(zhuǎn)發(fā)式、重復(fù)轉(zhuǎn)發(fā)式的間歇采樣轉(zhuǎn)發(fā)干擾均勻較好的抑制效果,且在目標(biāo)角度估計(jì)存在偏差情況下,抗干擾后有較小的SNR損失和較大的SINR改善。