李永超，胡雪峰，李琳鵬，章家?guī)r

（安徽工業(yè)大學(xué)電氣與信息工程學(xué)院，馬鞍山 243032）

由于全球化石能源逐漸枯竭，且其使用過(guò)程中產(chǎn)生的空氣污染、臭氧消耗、酸雨等一系列環(huán)境問(wèn)題日益凸顯，人類的生存和發(fā)展受到了嚴(yán)重威脅，因此新能源的開(kāi)發(fā)和利用受到了人們的廣泛重視。但是新能源發(fā)電中，光伏電池、燃料電池、蓄電池等的輸出電壓較低，通常需要一種具有較高升壓功能的直流變換器，把上述低壓微源的電壓升高到一定的電壓等級(jí)后，才能滿足用電設(shè)備或并網(wǎng)發(fā)電的需求[1-16]。

傳統(tǒng)的Boost變換器由于結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，在一般升壓場(chǎng)合得到了廣泛的應(yīng)用。理論上當(dāng)其占空比趨近于1時(shí)，電壓增益應(yīng)趨于無(wú)窮大。但在實(shí)際應(yīng)用中，由于電路寄生參數(shù)的影響，其最高電壓變比受到了很大的限制[1-7]?；诖?，國(guó)內(nèi)外學(xué)者研究并提出了多種高電壓增益的直流變換器[8-13]。文獻(xiàn)[8-10]將多個(gè)Boost變換器進(jìn)行級(jí)聯(lián)，相對(duì)于單級(jí)的Boost變換器而言，它提高了電壓增益，但是能量經(jīng)過(guò)兩次變換，影響了變換器的整體效率，且后級(jí)電路中開(kāi)關(guān)器件的電壓應(yīng)力仍然等于輸出電壓。傳統(tǒng)的兩相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器可以有效地減小輸入電流紋波，提高功率等級(jí)，但為了獲得較高的電壓增益，占空比依舊很大，增加了導(dǎo)通損耗。另外功率器件的電壓應(yīng)力仍然等于輸出電壓，制約了變換器效率的提高[11-13]。

本文在傳統(tǒng)Boost變換器及其變形結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上,通過(guò)將輸入端交錯(cuò)并聯(lián)，輸出端進(jìn)行交錯(cuò)疊加，提出了一種具有高電壓增益、低電壓應(yīng)力的改進(jìn)交錯(cuò)連接Boost變換器。此結(jié)構(gòu)中，在輸入端串入一個(gè)很小的輔助電感 ，理論上可實(shí)現(xiàn)零輸入電流紋波。

1 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)與工作原理

1.1 所研究變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

圖1為本文所研究變換器的原理。該拓?fù)溆蓚鹘y(tǒng)兩相交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器改進(jìn)而成，直流電源、電容C1、電容C2串聯(lián)連接，為后級(jí)負(fù)載或功率變換電路供電。輸出電壓等于直流電源、電容C1、電容C2三者電壓之和。

為了便于分析變換器的工作原理，假設(shè)如下：①所有開(kāi)關(guān)管、二極管均為理想器件；②電感及電容均為理想器件，寄生效應(yīng)忽略不計(jì)；③L1=L2，C1= C2，電容C1、C2、CO足夠大，可近似為直流電壓源；④電感工作于連續(xù)導(dǎo)通狀態(tài)，采用交錯(cuò)移相180°的方式控制開(kāi)關(guān)管S1和S2工作，開(kāi)關(guān)管S1和S2的占空比D1=D2=D。

圖1 改進(jìn)變換器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Topology of the improved converter

1.2 工作原理分析

在實(shí)際應(yīng)用中，變換器通常工作在占空比D＞0.5的情況下。圖2為變換器工作于D＞0.5時(shí)變換器的主要工作波形，其各個(gè)工作模態(tài)對(duì)應(yīng)的等效電路如圖3所示。

圖2 D＞0.5時(shí)工作波形Fig.2 Operation waveforms under duty ratios of higher than 0.5

模態(tài)1[0～t1]：開(kāi)關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，二極管D1、D2截止，電源為電感L1、L2充電，流過(guò)電感L1、L2的電流線性上升，負(fù)載兩端電壓VO=VC1+VC2+Vin，等效電路示于圖3（a）中。

模態(tài) 2[t1～t2]：開(kāi)關(guān)管S1導(dǎo)通，S2關(guān)斷，二極管D1截止，二極管D2導(dǎo)通，電源為電感L1充電，流過(guò)電感L1的電流線性上升，流過(guò)電感L2的電流線性下降，電感L2兩端的電壓為-VC2。負(fù)載兩端電壓VO=VC1+VC2+Vin，等效電路如圖3（b）所示。

模態(tài)3[t2～t3]：開(kāi)關(guān)管S1、S2導(dǎo)通，二極管D1、D2截止，這一時(shí)間段內(nèi)電路的工作模態(tài)與模態(tài)1完全一致，等效電路見(jiàn)圖3（a）。

模態(tài)4[t3～TS]：開(kāi)關(guān)管S1關(guān)斷，開(kāi)關(guān)管S2導(dǎo)通，電源為電感L2充電，二極管D1導(dǎo)通，二極管D2截止，流過(guò)電感L1的電流線性下降，流過(guò)電感L2的電流線性上升，電感L1兩端的電壓為-VC1。負(fù)載兩端電壓VO=VC1+VC2+Vin，等效電路如圖3（c）所示。

圖3 D＞0.5時(shí)所提變換器各模態(tài)等效電路Fig.3 Equivalent circuits of the proposed converter in different modes under duty ratios of higher than 0.5

2 穩(wěn)態(tài)特性分析

2.1 穩(wěn)態(tài)電壓增益

根據(jù)電感L1和L2的伏秒平衡原理，結(jié)合圖3（a）和圖3（c）可得

由式（1）、式（2），電容C1、C2兩端電壓分別為

結(jié)合式（3）～式（5），變換器電壓增益為

2.2 功率器件的電壓及電流應(yīng)力

由上述工作原理及穩(wěn)態(tài)特性分析可推出功率開(kāi)關(guān)管及二極管的電壓應(yīng)力分別為

功率開(kāi)關(guān)管及二極管相對(duì)于輸出電壓的應(yīng)力與占空比關(guān)系如圖4所示。由圖可知，功率開(kāi)關(guān)管及二極管的電壓應(yīng)力均低于輸出電壓。

圖4 開(kāi)關(guān)管及二極管的相對(duì)電壓應(yīng)力與占空比的關(guān)系Fig.4 Relationship between relative voltage stress and duty ratio of switches and diodes

由電容的安秒平衡效應(yīng)可知，電容C1、C2、CO的平均電流在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)等于0，因此二極管D1、D2的平均電流等于負(fù)載電流IO，結(jié)合圖3（a）,可得電感L1的平均電流iL1為

根據(jù)圖2，電感L1、L2的電流紋波分別為

式中，fs為開(kāi)關(guān)頻率，fs=1/TS。二極管D1的電流峰值為

二極管D2的電流峰值為

根據(jù)圖3（a）可知，開(kāi)關(guān)管S1的電流峰值為

根據(jù)圖3（c）可知開(kāi)關(guān)管S2的電流峰值為

2.3 零輸入電流紋波的實(shí)現(xiàn)

從圖2可以看出，該變換器的輸入電流紋波較大，較大的輸入電流紋波不僅會(huì)降低變換器效率，還會(huì)使直流電源的使用壽命縮短。

為了減小輸入電流紋波，對(duì)上述變換器做如下改進(jìn)：在直流電源輸入側(cè)，串入一個(gè)很小的輔助電感LS[14]，改進(jìn)后的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖5所示。

由圖5可知，改進(jìn)后的變換器輸入電流紋波即為電感LS的電流紋波，即

圖5 進(jìn)一步改進(jìn)后的變換器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.5 Topology of the converter after further improvement

其中，ΔT為開(kāi)關(guān)周期。由式（17）可知，減小輸入電流紋波有多種方法，如增大開(kāi)關(guān)頻率、增大電感、或者減小電感兩端電壓。但由于功率器件自身的限制，實(shí)際電路中開(kāi)關(guān)頻率不可能無(wú)限大，且開(kāi)關(guān)頻率越大，開(kāi)關(guān)損耗就越大，變換器的效率就越低。若采用增大電感的方法，則會(huì)增加變換器的體積和成本，進(jìn)而導(dǎo)致功率密度的降低。由圖5可知，在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)，輔助電感LS、電容C1、電容C2、直流電源Vin與輸出電容CO構(gòu)成一個(gè)電壓回路，理論上可認(rèn)為所選電容足夠大，電容上的紋波電壓很小，電壓近似恒定不變。則輔助電感LS兩端的電壓VLs近似為0。綜上，輔助電感LS的電壓VLs可表示為

由式（17）及式（18），穩(wěn)態(tài)時(shí)LS兩端的電壓近似為0，因此LS的電流紋波也近似為0。

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

以數(shù)字信號(hào)處理器TMS320F2812作為核心控制器，搭建了一臺(tái)原理樣機(jī)，驗(yàn)證所提變換器的工作原理。具體電路參數(shù)如表1所示。

圖6～圖10給出了該變換器的實(shí)驗(yàn)結(jié)果。圖6為2個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓的驅(qū)動(dòng)波形，可以看出，2個(gè)開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)信號(hào)相位交錯(cuò)180°。圖7為變換器中流過(guò)電感L1、L2的電流iL1和iL2的實(shí)驗(yàn)波形。圖8為輸出電壓與輸入電流的波形，可以看出，輸入電流紋波近似為0。

圖9為2個(gè)開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力和電流應(yīng)力的實(shí)驗(yàn)波形。圖10是2個(gè)二極管的電壓和電流應(yīng)力的實(shí)驗(yàn)波形，可見(jiàn)，D1、D2的電壓應(yīng)力約為輸出電壓的0.615。圖11為負(fù)載擾動(dòng)時(shí)的動(dòng)態(tài)實(shí)驗(yàn)波形，可見(jiàn)，保持輸入電壓等其他實(shí)驗(yàn)參數(shù)不變，當(dāng)負(fù)載從150 W突變到250 W時(shí)，輸出電壓具有較快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)及穩(wěn)定性，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與理論分析非常吻合。

表1 實(shí)驗(yàn)電路參數(shù)Tab.1 Circuit parameters in the experiment

圖6 開(kāi)關(guān)管驅(qū)動(dòng)電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms ofthe gate-source voltage

圖7 電感電流的實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Experimental waveforms of inductor current

圖8 輸出電壓和輸入電流的實(shí)驗(yàn)波形Fig.8 Experimental waveforms of output voltage and input current

圖9 開(kāi)關(guān)管電壓和電流應(yīng)力的實(shí)驗(yàn)波形Fig.9 Experimental waveforms of stress switch voltages and current

圖10 二極管電壓和電流應(yīng)力的實(shí)驗(yàn)波形Fig.10 Experimental waveforms of stress diode voltages and current

圖11 負(fù)載擾動(dòng)時(shí)的動(dòng)態(tài)波形Fig.11 Dynamic waveforms with step load variation

4 結(jié)語(yǔ)

在傳統(tǒng)兩相交錯(cuò)并聯(lián)Boost的基礎(chǔ)上，提出了改進(jìn)交錯(cuò)并聯(lián)Boost變換器結(jié)構(gòu)，該變換器具有下列特點(diǎn)：

（1）電壓增益高，適用于低壓新能源發(fā)電場(chǎng)合；

（2）功率器件的電壓應(yīng)力低，有利于電路選低耐壓、高性能的器件來(lái)降低電路的損耗。

（3）輸入電流紋波很小，近似為0。有利于提高直流供電系統(tǒng)的效率。

基于本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的有效性，后續(xù)研究可以圍繞該結(jié)構(gòu)展開(kāi)，如：將本文中零輸入電流紋波技術(shù)應(yīng)用到其他變換器拓?fù)渲?，也可以在本拓?fù)渲幸腭詈想姼屑夹g(shù)和倍壓?jiǎn)卧夹g(shù)，從而可使該變換器在輸入電流紋波近似為0的前提下，獲得更高的電壓增益。

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