李學(xué)峰，吳德軍，王仕韜

（國(guó)網(wǎng)技術(shù)學(xué)院，濟(jì)南 250002）

隨著電力電子技術(shù)的進(jìn)步，開(kāi)關(guān)電源朝高效率、高功率密度和小型化的方向發(fā)展[1-3]。通常消費(fèi)領(lǐng)域開(kāi)關(guān)電源為滿足安規(guī)方面要求，電所采用DC/ DC變換器拓?fù)漭斎牒洼敵鲋g需要電氣隔離。雙管正激變換器具有電路簡(jiǎn)單、成本低和效率高的特點(diǎn)[4-6]，被廣泛應(yīng)用于低功率的開(kāi)關(guān)電源中。

輸出保持時(shí)間是開(kāi)關(guān)電源基本要求，指電源輸入斷開(kāi)時(shí)開(kāi)始計(jì)算直流輸出帶最大負(fù)載需要保持在正常電壓范圍內(nèi)的時(shí)間[8]。輸出保持時(shí)間在電源系統(tǒng)發(fā)生緊急情況時(shí)能給后級(jí)系統(tǒng)留出反應(yīng)時(shí)間。當(dāng)輸入斷開(kāi)時(shí)，直流儲(chǔ)能電容上電壓下降，電源的控制回路為了保持輸出電壓的穩(wěn)定會(huì)增加開(kāi)關(guān)占空比[7]。當(dāng)占空比達(dá)到最大時(shí)，反饋便失去調(diào)節(jié)作用，輸出電壓開(kāi)始迅速下降，直到為0?？梢?jiàn)最大占空比限制直接影響了輸出保持時(shí)間長(zhǎng)短?？紤]到以上情況，雙管正激電路需要很大的輸入端直流儲(chǔ)能電容來(lái)維持暫態(tài)時(shí)輸出的穩(wěn)定[8-11]。 這樣既不利于成本的降低，又不利于電源的小型化改進(jìn)。

本文提出一種改進(jìn)型雙管正激變換器，只需要增加少量的元器件就可以增大占空比限制，從而在使用較小的輸入儲(chǔ)能電容的情況下延長(zhǎng)輸出的保持時(shí)間。

1 原理與設(shè)計(jì)

1.1 基本結(jié)構(gòu)

所提的變模態(tài)恒定磁復(fù)位電壓雙管正激變換器結(jié)構(gòu)如圖1所示。以三極管開(kāi)關(guān)Sa為控制核心構(gòu)成框中模態(tài)切換電路。

圖1 變模態(tài)恒定磁復(fù)位電壓雙管正激變換器Fig.1 Flexible mode double-switch forward converterwith constant magnetic-reset voltage

MOSFET管S1和S2是正激變換器的主開(kāi)關(guān)管，D1和D2是原邊續(xù)流二極管，D5和D6為副邊整流與續(xù)流二極管，Lf和Co構(gòu)成輸出低通濾波器。相對(duì)于傳統(tǒng)雙管正激電路，增加了復(fù)位電容器Crst、模態(tài)切換開(kāi)關(guān)三極管Sa、二極管D3和放電電阻Rdis。

1.2 特性分析

恒定磁復(fù)位電壓雙管正激變換器有兩種工作模態(tài)：傳統(tǒng)雙管正激工作模態(tài)和輸出保持工作模態(tài)。三極管Sa控制兩種模態(tài)之間的切換。圖2為變換器的4種工作狀態(tài)等效電路，圖3為變換器兩種工作模態(tài)下的時(shí)序。

圖2中，狀態(tài)2和狀態(tài)3不能同時(shí)出現(xiàn)在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，分別對(duì)兩種工作模態(tài)下各個(gè)工作方式進(jìn)行詳細(xì)描述。鑒于本文側(cè)重于開(kāi)關(guān)占空比的增大和輸出保持時(shí)間的改善，其他電氣性能不做討論。圖3中，D為開(kāi)關(guān)占空比，T為工作周期。

1.2.1 傳統(tǒng)雙管正激工作模態(tài)

控制電路通過(guò)檢測(cè)輸入側(cè)直流儲(chǔ)能電容上的電壓UB來(lái)決定變換器工作在哪種方式。設(shè)置一個(gè)門(mén)限電壓UBth，當(dāng)UB＞UBth時(shí)，開(kāi)關(guān)Sa基極置高電位，變換器工作在傳統(tǒng)雙管正激工作模態(tài)。

圖2 變換器工作狀態(tài)Fig.2 Operation modes of the converter

階段1[t0～t1]：電路工作在模式1。開(kāi)關(guān)S1和S2導(dǎo)通，D1和D2承受反向電壓關(guān)斷，D3正偏導(dǎo)通，Crst充電。忽略D3導(dǎo)通壓降的話，Crst上電壓UCrst=UB。變壓器通過(guò)D5向直流輸出側(cè)傳輸能量。勵(lì)磁電感中的電流線性上升，上升斜率為UB/Lm（Lm為變壓器勵(lì)磁電感）。這一階段勵(lì)磁電流終值為

階段2[t1～t2]：電路工作在模式2。開(kāi)關(guān)S1和S2關(guān)斷，勵(lì)磁電感上電壓反向，開(kāi)關(guān)Sa開(kāi)通。磁芯中的勵(lì)磁電流不能發(fā)生突變，通過(guò)Sa、D1和D2繼續(xù)流動(dòng)。磁路中存儲(chǔ)的能量返回給輸入電容，則勵(lì)磁電流初值為

式中：Drst為復(fù)位占空比；Urst為復(fù)位電壓。

勵(lì)磁電流的下降斜率為Urst/Lm，為了有充足時(shí)間保證鐵芯復(fù)位，則有

聯(lián)立式（1）～式（3），可解得

為方便分析，忽略Sa上壓降，由等效電路可得Urst=UB，式（4）可以簡(jiǎn)化為

可知，當(dāng)變換器工作在傳統(tǒng)雙管正激模態(tài)時(shí)開(kāi)關(guān)占空比不能超過(guò)50%，從而限制住了直流輸入電容上存儲(chǔ)能量的釋放空間。

階段3[t2～t3]：電路工作在模式3。勵(lì)磁電流降為0，勵(lì)磁電感中不再有任何存儲(chǔ)的能量，變壓器磁復(fù)位完成。直流輸出側(cè)通過(guò)Lf和D6續(xù)流。

以上構(gòu)成一個(gè)開(kāi)關(guān)周期，如果變換器工作模態(tài)不變化的話，上述狀態(tài)按順序循環(huán)反復(fù)。

1.2.2 輸出保持工作模態(tài)

圖3中假設(shè)在tn前某一時(shí)刻切斷輸入，則輸入儲(chǔ)能電容上直流電壓開(kāi)始下降，在tn時(shí)刻有UB= UBth。開(kāi)關(guān)Sa基極置低電位，Sa處于斷開(kāi)狀態(tài)，此時(shí)UCrst=UBth。變換器開(kāi)始工作在輸出保持模態(tài)。

階段4[tn～tn+1]：電路工作在模式1。由于UB經(jīng)過(guò)

一段時(shí)間的下降，電壓已經(jīng)低于UCrst，D3管不導(dǎo)通，UCrst從tn時(shí)刻開(kāi)始不再受電壓UB影響，保持為UBth不變。其他開(kāi)關(guān)管狀態(tài)同階段1[t0～t1]，不再重復(fù)描述。此時(shí)勵(lì)磁線圈兩端電壓為UB，勵(lì)磁電流仍然滿足式（1）。

階段5[tn+1～tn+2]：電路工作在模式4。變壓器勵(lì)磁電感進(jìn)入磁復(fù)位階段。此時(shí)由于D3和Sa關(guān)斷，勵(lì)磁線圈兩端復(fù)位電壓Urst=UCrst。勵(lì)磁電流下降斜率為UCrst/Lm，且滿足式（2），故式（4）依然成立，即占空比D的最大值為Urst/（UB+Urst）。又由于Urst＞UB,故可得占空比的最大值為從而突破了傳統(tǒng)雙管正激變換器的限制。使得變換器在輸出保持模態(tài)下利用反饋環(huán)調(diào)節(jié)能更多地把輸入側(cè)儲(chǔ)能電容中的能量傳輸?shù)捷敵龆?，以提高輸出保持時(shí)間。

每個(gè)復(fù)位周期Crst的陰極都會(huì)出現(xiàn)負(fù)電壓，為了防止UCrst過(guò)高超出電容額定電壓，電路中設(shè)置電阻Rdis放電復(fù)位，使其保持在一個(gè)定值。所以在輸出保持模態(tài)下，磁復(fù)位電壓看作是恒定不變的。

階段6[tn+2～tn+3]：工作狀態(tài)同階段3[t2～t3]。

由上述分析可見(jiàn)，所提出變換器的設(shè)計(jì)可以有更大的占空比裕量，從而可以在相同功率容量的情況下減小直流輸入電流的容量和變壓器的尺寸。

1.3 最大占空比設(shè)置

最大占空比為

Urst由直流輸入最大電壓UBmax決定。故式（7）變?yōu)?/p>

輸出保持工作模態(tài)下，最大占空比與直流輸入的關(guān)系如圖4所示。隨著UB電壓下降，變換器所支持最大占空比會(huì)不斷變大。實(shí)際設(shè)計(jì)中，為了避免輸入跳變過(guò)程中變壓器飽和，需要設(shè)置一個(gè)最大占空比限制值，一般而言，為80%Dmax左右。

1.4 變壓器變比選擇

圖4 Dmax和UB/UBmax之間關(guān)系Fig.4 Relationship between Dmaxand UB/UBmax

如果變換器開(kāi)關(guān)占空比可以增大，變壓器的變比N也可以相應(yīng)增加。因此，二次側(cè)的器件可以降低應(yīng)力限制，帶來(lái)整體效率的提高。

當(dāng)輸入電壓最低為UBmin時(shí)，開(kāi)關(guān)占空比滿足條件

當(dāng)輸入電壓最高為UBmax時(shí)，限制占空比為最大值的80%，開(kāi)關(guān)占空比滿足條件

由式（9）和式（10）可得變壓器變比為

1.5 控制電路實(shí)現(xiàn)

控制電路的設(shè)計(jì)由電阻電容和比較器組合實(shí)現(xiàn)，如圖5所示。UB通過(guò)電阻分壓采樣與設(shè)定參考電壓比較。當(dāng)輸入母線電壓大于設(shè)定閾值時(shí)，比較

圖5 復(fù)位控制電路Fig.5 Reset controller circuit

器輸出為低電平，三極管Sb處于導(dǎo)通狀態(tài)，從而使三極管Sa基極處于高位，使恒壓復(fù)位附加電路處于旁路狀態(tài)。雙管正激電路復(fù)位通路工作在傳統(tǒng)模式。當(dāng)輸入母線電壓低于設(shè)定值時(shí)，比較器輸出被Vcc拉高，Sb截止，Sa也相應(yīng)截止，變壓器通過(guò)Crst復(fù)位，復(fù)位電壓處于恒定值，不受UB下降的影響。

2 實(shí)驗(yàn)結(jié)果

為了驗(yàn)證上述理論分析的正確性，制作了1臺(tái)輸出功率為180 W、輸出為+12 V的樣機(jī)。交流電壓輸入范圍為90～264 V，輸出保持時(shí)間要求為7 ms，樣機(jī)的主要元器件參數(shù)如表1所示。輸入電壓為220 V、模態(tài)切換工作點(diǎn)UBth=350 V時(shí)測(cè)試波形如圖6所示。

圖6 實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Experimental waveforms

表1 主要元器件參數(shù)Tab.1 Parameters of key components

圖6（a）為傳統(tǒng)雙管正激工作模態(tài)下輸出負(fù)載最大時(shí)主要工作波形，可見(jiàn)，正常工作時(shí)最大占空比為40%；圖6（b）為斷開(kāi)直流輸入后變換器工作在輸出保持模態(tài)時(shí)的主開(kāi)關(guān)管波形，可見(jiàn)，隨著直流儲(chǔ)能電容的電壓降低，開(kāi)關(guān)占空比增大，可達(dá)到60%，遠(yuǎn)超過(guò)傳統(tǒng)雙管正激電路占空比限制；圖6（c）為從輸入斷開(kāi)后從傳統(tǒng)正激工作模態(tài)切換到輸出保持模態(tài)的主要波形，可見(jiàn)，在輸入關(guān)斷后，UB開(kāi)始下降，在約1.5 ms后達(dá)到模態(tài)切換點(diǎn)，變換器切換到輸出保持模式。UCrst之后保持恒壓不變，可看作變壓器磁復(fù)位電壓維持不變，直到輸出不能維持正常范圍內(nèi)電壓關(guān)斷。輸出保持時(shí)間thold-up為10 ms，滿足設(shè)計(jì)要求并留有充足裕量。

3 結(jié)語(yǔ)

本文提出了一種改進(jìn)型雙管正激電路，通過(guò)增加少量元器件來(lái)延長(zhǎng)輸出保持時(shí)間，使開(kāi)關(guān)電源能夠滿足日益增長(zhǎng)的小型化及高功率密度要求。實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了所提理論的正確性，并證明了其具有較高的實(shí)用價(jià)值。

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