褚杭柯，劉保方，沈子鈺

（杭州電子科技大學(xué)，浙江 杭州 310018）

0 引 言

隨著多端口技術(shù)的成熟，六端口相關(guān)器的應(yīng)用備受歡迎，如六端口反射計﹑六端口解調(diào)器等。尤其是軟件無線電概念的提出，促使通信系統(tǒng)向著低成本﹑低功耗﹑小體積的方向發(fā)展?，F(xiàn)代發(fā)射機中，直接射頻調(diào)制模式的研究逐漸替代傳統(tǒng)多步變頻模式，六端口相關(guān)器能夠和可變阻抗負載一起應(yīng)用來直接生成射頻信號，實現(xiàn)對基帶I﹑Q信號的調(diào)制。它的原理是由基帶信號控制可變負載，以產(chǎn)生不同的反射系數(shù)，時變的反射系數(shù)用來調(diào)制本地載波信號。其中，可變負載可以用開關(guān)﹑晶體管或二極管等實現(xiàn)。文獻[1-2]采用六端口電路實現(xiàn)了QPSK調(diào)制。此后，QAM和16QAM相繼被實現(xiàn)，且六端口相關(guān)器和阻抗負載集成在同一塊基板上[3]。然而，由于可變阻抗的非理想化，由基帶信號控制的可變阻抗產(chǎn)生的時變反射系數(shù)包含一個靜態(tài)反射系數(shù)ΓCM，產(chǎn)生不期望的載波泄露于六端口相關(guān)器的RF端口輸出。在本振端口和輸出端口隔離度有限的情況下，將產(chǎn)生自混頻現(xiàn)象。在六端口調(diào)制器端口3﹑5或端口4﹑6插入λ/4傳輸線（TL）來抑制載波泄漏技術(shù)于文獻[4]中已提出。然而，λ/4傳輸線（TL）只能實現(xiàn)相對窄帶的相移網(wǎng)絡(luò)，無法滿足超寬帶六端口相關(guān)器電路的需要。一種6～9 GHz的超寬帶六端口調(diào)制器已經(jīng)實現(xiàn)[5]。該文在闡述六端口直接調(diào)制原理的基礎(chǔ)上，對抑制載波泄露而插入的相移網(wǎng)絡(luò)S參數(shù)進行分析，并改進一個基于開路傳輸線的90°寬帶相移網(wǎng)絡(luò)[6]，其工作于超寬帶且性能良好。

1 六端口調(diào)制及載波泄露抑制

1.1 六端口調(diào)制原理

圖1為六端口直接調(diào)制器的完整框圖，由六端口相關(guān)器和四個可變阻抗負載組成。虛線框內(nèi)為六端口相關(guān)器，由一個威爾金森功分器和三個正交耦合器構(gòu)成。載波信號從P2端口輸入，經(jīng)六端口相關(guān)器衰減和移相后，到達四個可變阻抗負載。被可變負載反射后，經(jīng)六端口相關(guān)器的P3﹑P4﹑P5和P6端口再次進入六端口相關(guān)器，在P1端口疊加輸出。

圖1 六端口直接調(diào)制器

設(shè)ax表示x端口的輸入，bx表示x端口的輸出，Γx表示x端口的反射系數(shù)。于是，調(diào)制過程可表示成：

其中x=3﹑4﹑5﹑6。將式（3）進一步展開：

式（4）中可看出，端口2的輸出波是六端口電路S參數(shù)和終端阻抗反射系數(shù)Γ的函數(shù)?；诶硐肓丝陔娐稴參數(shù)為：

對式（4）做進一步分析整理，可得：

其中ΓI=Γ3+Γ4，ΓQ=Γ5+Γ6。

1.2 載波泄露抑 制分析與設(shè)計

可變負載的控制端采用基帶信號的差分輸入模式，相較基帶信號的單端輸入模式，可有效提高調(diào)制的線性度。輸入的基帶IQ信號可表示成：

理想可變負載的阻抗值與基帶控制電壓成線性關(guān)系，故各個端口可變負載的反射系數(shù)可表示為：

由于端口5﹑6和端口3﹑4完全對稱，故以下推導(dǎo)只對端口3﹑4做詳細表示。式（11）﹑式（12）中，ΓCM是隨基帶電壓變化而不變或變化很微小的靜態(tài)反射系數(shù)分量，將造成載波泄露到射頻輸出端口。文獻[7]對六端口調(diào)制解調(diào)器已經(jīng)提出了載波泄露問題。為消除ΓCM的存在，將在端口4﹑6（或端口3﹑5）插入一個二端口相移網(wǎng)絡(luò)。此時，引入相移網(wǎng)絡(luò)端口x的反射系數(shù)可表示為：為簡化分析復(fù)雜度，二端口相移網(wǎng)絡(luò)的S參數(shù)矩陣可表示成：

其中S11=S22=0。在相移網(wǎng)絡(luò)的回波損耗足夠小的情況下，即與六端口相關(guān)器達到匹配的前提下，分析網(wǎng)絡(luò)的插入損耗和相移特性對抑制載波泄露的影響，Γ4進一步表示為：

當(dāng)端口3直接連接可變負載，而端口4引入二端口相移網(wǎng)絡(luò)后，可表示成：

式（15）中，若A=1,φ=90°，那么ΓCM(1+A2e-j2φ)=0，則電路中沒有載波泄露，二端口相移網(wǎng)絡(luò)為理想狀態(tài)。但是，無論是二端口網(wǎng)絡(luò)的相位失調(diào)還是幅值失調(diào)，都將引起調(diào)制器載波泄露。該文的主要工作是優(yōu)化一個寬帶相移網(wǎng)絡(luò)，以滿足寬帶射頻直接調(diào)制的需要。

2 二端口相移網(wǎng)絡(luò)的優(yōu)化

2.1 λ/4波長傳輸線實現(xiàn)移相

在六端口直接射頻調(diào)制器中，抑制載波泄露最簡單的設(shè)計方法是在端口3﹑5（或端口5﹑6）直接增加λ/4波長傳輸線，以實現(xiàn)90°相移的目的，如圖2所示。然而，這樣的方法能實現(xiàn)的相移帶寬較窄，無法滿足寬帶直接調(diào)制器的需要。

圖2 λ/4波長傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)

在HFSS直接對兩個相差λ/4波長中心頻率為7 GHz的微帶線做仿真分析，兩段微帶線的相位差如圖3所示。隨著頻率的改變，相位差成線性變化。為實現(xiàn)抑制載波泄露，可采取的有效相對頻帶區(qū)間只有11.4%。雖然此區(qū)間插入損耗和回波損耗都十分理想，但相位差為±5°的區(qū)間較窄。

圖3 λ/4波長傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)端口相位差值

2.2 開路負載傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)

為實現(xiàn)相對較寬的90°相移，文獻[8]給出了寬帶負載傳輸線移相器實現(xiàn)的設(shè)計參數(shù)，結(jié)構(gòu)如圖4所示，且采用T型微帶線改進移相器的寬帶性能。文獻[9]將開路負載傳輸線移相器用在六端口直接調(diào)制解調(diào)器中。在此基礎(chǔ)上，通過采用開路枝節(jié)線改善開路負載傳輸線做相移器，實現(xiàn)了能夠滿足寬帶多端口直接調(diào)制需要的90°相移網(wǎng)絡(luò)。

圖4 開路負載傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)

圖4為開路負載傳輸線相移結(jié)構(gòu)原理圖，采用不同的阻抗負載參數(shù)能夠?qū)崿F(xiàn)兩路輸出信號產(chǎn)生不同的相位差。具體參數(shù)如表1所示。

表1 相移參數(shù)阻抗值

通過查表可得，實現(xiàn)90°相移所需要的阻抗值Zs和Zm分別為45 Ω和30 Ω，電長度θs=270°，θm=θs=180°。通過ADS的LineCalc工具，計算中心頻率為5 GHz的二端口網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計參數(shù)，并在ADS做進一步仿真優(yōu)化，最終得到微帶線設(shè)計參數(shù)為：w0=0.776 mm﹑lr=32.8 mm﹑wm=1.337 mm﹑m=11.3 mm﹑ws=0.94 mm﹑ls=20.2 mm。原理如圖5 l所示，圖中采用的基板型號為羅杰斯5880，相對介電常數(shù)為2.2。對電路進行S參數(shù)仿真，回波損耗S11曲線如圖6所示。在3.5～7 GHz頻段內(nèi)，回波損耗值整體優(yōu)于-15 dB。在該頻段內(nèi)，相移網(wǎng)絡(luò)的插入損耗S13和相位理想，如圖7所示。輸出端口相位如圖8所示，端口相位差約為90°±3°。

圖5 開路負載傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)仿真原理

為進一步降低相移網(wǎng)絡(luò)的回波損耗，在電路中添加開路枝節(jié)微帶線，改善電路中開路負載微帶線產(chǎn)生的寄生阻抗所帶來的阻抗不匹配問題。相移網(wǎng)絡(luò)優(yōu)化后的電路結(jié)構(gòu)，如圖9所示。兩片微帶線的長為ls=1.7 mm，寬為ws=0.5 mm。改善電路結(jié)構(gòu)后的回波損耗S11值，在3.5～6.5 GHz頻帶內(nèi)整體優(yōu)于-20 dB，如圖10所示。

圖6 開路負載傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)回波損耗

改善后的電路結(jié)構(gòu)增加了兩片微帶線，電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜度并未提高，在不影響插入損耗和期望相位差的前提下，改善了相移網(wǎng)絡(luò)的回波損耗。經(jīng)過ADS多次優(yōu)化仿真可得，這種結(jié)構(gòu)的相移網(wǎng)絡(luò)相對帶寬可達( f2-f1)/f0=70%?？梢姡ㄟ^改變電路參數(shù)，可以實現(xiàn)不同頻段的寬帶相移網(wǎng)絡(luò)。

2.3 寬帶相移網(wǎng)絡(luò)在多端口調(diào)制中的應(yīng)用

為驗證寬帶相移網(wǎng)絡(luò)在多端口調(diào)制中抑制載波泄露的效果，在ADS中進行調(diào)制解調(diào)仿真。六端口電路（由一個威爾金森功分器和三個分支線耦合器組成）和相移網(wǎng)絡(luò)均采用羅杰斯5880基板，厚度為0.8 mm，相對介電常數(shù)為2.2，損耗正切角為0.000 9，本地載波頻率初值為5 GHz，基帶信號速率為300 Mb/s，可變阻抗終端采用理想壓控開關(guān)來模擬。進行QAM調(diào)制仿真，原理結(jié)構(gòu)圖如圖11所示。

圖9 優(yōu)化后的電路結(jié)構(gòu)

圖10 改進后開路負載傳輸線相移網(wǎng)絡(luò)回波損耗

圖11中的輸出信號Vout即為已調(diào)射頻信號。對其進行下變頻解調(diào)，在載波頻率為5 GHz時輸出的IQ星座圖如圖12所示。在3.5～6.5 GHz頻段內(nèi)，以0.2 GHz為步長，依次實現(xiàn)QAM載波調(diào)制，并進行解調(diào)分析。對得到的數(shù)據(jù)進行綜合整理可得，在4.1～6.3 GHz頻帶內(nèi)，EVM值不超過0.8%；在3.5～6.5 GHz頻帶內(nèi)，EVM值不超過1.2%。

圖11 附有抑制載波泄露的六端口直接調(diào)制器

圖12 解調(diào)輸出星座圖

3 結(jié) 語

本文簡要闡明六端口直接調(diào)制的基本原理，分析六端口直接調(diào)制方案產(chǎn)生載波泄露的因素，對采用λ/4波長傳輸線做相移網(wǎng)絡(luò)進行仿真，并改進一種寬帶90°相移網(wǎng)絡(luò)，通過改變結(jié)構(gòu)改善了相移網(wǎng)絡(luò)的回波損耗，并將其插入六端口調(diào)制器進行調(diào)制仿真，結(jié)果較為理想，為寬帶六端口直接調(diào)制器的研究提供了一個抑制載波泄露方案的參考。

[1] Zhao Y,Viereck C,Frigon J F,et al.Direct Quadrature Phase Shift Keying Modulator Using Six-port Technology[J].Electronics Letters,2005,41(21):1080-1081.

[2] Ibrahim1 S Z,Abbosh A M,Antoniades M A.Direct Quadrature Phase Shift Keying Modulation Using Compact Wideband Six-port Networks[J].IET Microw.Antennas Propag,2012,6(08):854-861.

[3] Joakim ?,Magnus K,Adriana S.M-QAM Six-Port Modulator Using Only Binary Baseband Data, Electrical or Optical[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2013,61(06):2506-2513.

[4] Joakim ?,Owais,Magnus K,et al.Direct Carrier Six-Port Modulator Using a Technique to Suppress Carrier Leakage[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques,2011,59(03):741-747.

[5] Adriana S,Joakim ? s,Owais.Six-port Transceiver for 6～9 GHz Ulrtawideband Systems[J].Microwave and Optical Technology Letters,2010,52(03):740-746.

[6] Joakim ?,Magnus K,Adriana S,et al.Carrier Leakage Suppression and EVM Dependence on Phase Shifting Network in Six-Port Modulator[C].International Conference on Microwave and Millimeter Wave Technology IEEE,2012:1-4.

[7] Joakim ?,Adriana S,Magnus K,et al.LO Leakage in Six-Port Modulators and Demodulators and Its Suppression Techniques[C].Microwave Symposium Digest.IEEE,2012:1-3.

[8] ZHENG Shao-yong,Wing S C,Kim F M.Broadband Phase Shifter Using Loaded Transmission Line[J].IEEE Microwave and Wireless Components Letters,2010,20(09):498-500.

[9] Joakim ?.Study of Six-Port Modulators and Demodulators for High-Speed Data Communications[D].Sweden:Department of Science and Technology Link?ping University,2012.