馬 亮，杜承陽，黃曉棟，郭 睿，許海琦

(中國船舶重工集團公司第七二四研究所，南京 211153)

高次模抑制的基片集成波導濾波器設計

馬 亮，杜承陽，黃曉棟，郭 睿，許海琦

(中國船舶重工集團公司第七二四研究所，南京 211153)

設計了一個四階基片集成波導濾波器，采用HFSS軟件優(yōu)化諧振腔尺寸、耦合窗寬度，以獲得良好的性能。為了抑制由高次模引起的寄生通帶，提高阻帶性能，腔與腔之間采用雙耦合窗進行能量耦合，有效地抑制了TE301模式的傳輸。設計好的濾波器在單層PCB基片上進行制作。測試結(jié)果表明濾波器的中心頻率為20 GHz，帶寬為600 MHz，通帶內(nèi)最小插損為1.8 dB，反射系數(shù)優(yōu)于-15 dB。由于高次模被抑制，濾波器阻帶內(nèi)的第1次有效寄生通帶出現(xiàn)在約38 GHz處。濾波器實測結(jié)果與仿真結(jié)果具有較高的吻合度。

濾波器；基片集成波導；高次模抑制

0 引 言

濾波器是射頻系統(tǒng)中關鍵器件之一，對提高系統(tǒng)靈敏度、抑制虛假電平等起到關鍵作用。基片集成波導(SIW)濾波器是近年來備受關注的一項技術(shù)，得到了廣泛的關注與研究。它類似于傳統(tǒng)矩形波導濾波器，具有低損耗、高Q值等優(yōu)點。同時，基片集成波導濾波器尺寸小，成本低，易于制作，易于實現(xiàn)與其他平面器件互聯(lián)，在一塊PCB板上構(gòu)成一個系統(tǒng)，實現(xiàn)系統(tǒng)的高集成度和小型化。與其他類型濾波器一樣，由于高次模的存在，SIW濾波器頻率響應的上邊帶會有多個寄生通帶，將會影響其阻帶性能，限制濾波器的使用。因此，需要采取措施對高次模加以抑制。

本文設計了一個工作于K波段的四階基片集成波導濾波器，并采用雙耦合窗的方式對高次諧波進行了抑制，有效提高了上邊帶的帶外抑制度。經(jīng)實測，其結(jié)果與仿真模型有較好的一致性。

1 基本理論

1.1 SIW濾波器

圖1所示為典型的單層SIW諧振腔。它是由敷于介質(zhì)基片上下的金屬板和嵌入基片的金屬化通孔構(gòu)成的封閉結(jié)構(gòu)，金屬通孔的直徑為d，孔與孔之間的距離為p。當通孔直徑與孔間距滿足d<0.2λg、d/p≥0.5時(λg為電磁場在介質(zhì)中的波長)，電磁場被束縛在其中，向外界泄露能量極低。[1-2]將單個SIW腔連接至輸入/輸出端口，對其頻率響應進行仿真，如圖2所示。SIW腔呈現(xiàn)出帶通的特性，并且?guī)?nèi)插損很低。

SIW腔與傳統(tǒng)矩形波導腔結(jié)構(gòu)、特性都極為相似，最大不同之處在于SIW不支持TM模式傳播。這主要是因為SIW腔的金屬通孔陣列不允許側(cè)向電流傳播，在腔的側(cè)面方向不可以等效為電壁。已有的矩形波導的設計經(jīng)驗及方法可以直接應用于SIW的設計。對于長為L、寬為W的SIW腔，可以將其等效為一矩形波導，等效出的矩形波導長為Leff，寬為Weff，兩者的尺寸滿足如下的關系[3]:

(1)

(2)

參考矩形波導相關理論[4]，則對于SIW腔中的TEm0n模式(m、n為整數(shù))，其諧振頻率為

(3)

其中，c0為真空中的光速，εr為介質(zhì)的介電常數(shù)。在實際設計濾波器時，腔體的諧振頻率可以用商用軟件(如HFSS、CST等)，采用本征頻率仿真獲得。

圖1 SIW諧振腔

圖2 單個SIW諧振腔的頻率響應

1.2 耦合系數(shù)

現(xiàn)代濾波器設計常用的方法是耦合矩陣法，比較適用于帶通濾波器的設計。用這種方法需要知道各個腔的諧振頻率、腔與腔之間的耦合系數(shù)以及外部品質(zhì)因數(shù)。[5]耦合系數(shù)是濾波器設計中的重要參數(shù)，它定義為耦合能量與存儲能量之間的比值[6]：

(4)

在實際濾波器設計中采用成熟的商業(yè)軟件提取耦合系數(shù)，在軟件中建立雙腔模型，利用軟件的本征模分析，可得到電路頻率響應中兩個諧振峰所對應的兩個頻率，分別為f1和f2，則耦合系數(shù)可以由下式計算:

(5)

此種方法提取的耦合系數(shù)只能得出絕對數(shù)值，至于該耦合是負耦合還是正耦合，需要設計者通過腔的結(jié)構(gòu)加以判斷。

2 四階SIW濾波器設計

2.1 高次模抑制

與其他類型濾波器一樣，由于高次模的存在，濾波器頻率響應的上邊帶會有多個寄生通帶，如果寄生通帶距離工作頻段太近則將限制濾波器的使用。因此，需要對高次模加以抑制，以改善帶外的抑制效果。

圖3所示是一個三階SIW濾波器的頻率響應曲線，腔與腔之間通過單個感性耦合窗進行耦合。除了位于20 GHz附近的主通帶外，29 GHz附近有一個不需要的寄生通帶。通過仿真此處的電場分布可以得知，這是TE301的諧振頻率。

圖3 三階SIW濾波器的頻率響應

圖4 三階雙耦合窗SIW濾波器的頻率響應

為了獲得更好的阻帶性能，需要對這個諧振模式進行抑制。由圖3可知，當腔體諧振在TE301模式時，在側(cè)壁上有兩處電場分布極弱，若將耦合窗移到此處，則TE301模式不能被有效激勵，會起到抑制寄生通帶的作用。在原有三階濾波器的基礎上，將單耦合窗改成雙耦合窗，仿真得到頻率響應曲線，如圖4所示。對比圖3，原有位于29 GHz處的寄生通帶被有效地抑制。

2.2 濾波器設計

本次設計的四階SIW濾波器的幾何結(jié)構(gòu)如圖5所示。該濾波器由4個SIW諧振腔級聯(lián)構(gòu)成，腔與腔之間采用雙窗耦合。d12和d11用于調(diào)節(jié)耦合窗的位置，以實現(xiàn)對于TE301模式良好的抑制效果。

濾波器的中心頻率為20 GHz，帶寬600 MHz，帶內(nèi)反射系數(shù)小于-20 dB。根據(jù)以上指標，可綜合出所需的耦合矩陣[7]，其中一個可能的解是：

(6)

圖5 SIW濾波器的幾何結(jié)構(gòu)

耦合矩陣M意味著各個腔體的諧振頻率如下：

f1=f2=f3=f4=20 GHz

(7)

以及各個腔體之間的耦合系數(shù)：

k12=0.0273，k23=0.021，k34=0.0273

(8)

由于濾波器采用了雙耦合窗結(jié)構(gòu)，TE301模式被有效抑制，且濾波器輸入/輸出端口在側(cè)壁的中央，TE201模式不能被有效激勵(同理，TE401不能被激勵)，所以離通帶最近的諧振模式為TE102或者TE501。為了使第1個出現(xiàn)的寄生通帶盡可能地遠離工作頻段，則TE102模式的諧振頻率應該與TE501模式的諧振頻率相等，即f102=f501，結(jié)合式(3)可得

(9)

解上式可得

(10)

由此可計算第1寄生通帶的諧振頻率與工作頻率的比值：

(11)

根據(jù)式(10)及(3)選擇腔體的初始尺寸，在HFSS建立模型，金屬通孔的直徑選為0.5 mm，孔與孔之間的間距為0.85 mm。通過仿真優(yōu)化，最終得到的尺寸如表1所示。

表1 濾波器的尺寸

3 測試結(jié)果

設計好的濾波器在單層Rogers RT/Duroid 5880基片上進行制作，介質(zhì)的介電常數(shù)為2.2，損耗角正切為0.0009，厚度選為0.508 mm。制作完成的濾波器如圖6所示。

所設計的濾波器測量結(jié)果如圖7所示。圖7(a)所示為通帶附近窄帶情況下的頻率響應，濾波器中心

圖6 SIW濾波器實物圖

頻率為20 GHz，帶寬為600 MHz，通帶內(nèi)最小插損為1.8 dB，反射系數(shù)優(yōu)于-15 dB。實測結(jié)果與仿真結(jié)果吻合度較高。圖7(b)為觀察頻率范圍增大的頻率響應，阻帶內(nèi)的有效寄生通帶位于約38 GHz處，這與式(11)得出的理論值十分接近。濾波器對原有28.5 GHz處的寄生通帶起到較好的抑制效果。

圖7 四階SIW濾波器測試結(jié)果

4 結(jié)束語

本文設計了一個中心頻率為20 GHz、帶寬600 MHz的四階SIW濾波器，采用雙耦合窗的方式抑制了帶外TE301高次模，并通過合理選擇諧振腔長寬比使得寄生通帶距離工作頻率盡可能的遠，提高了阻帶內(nèi)的性能。實測結(jié)果與HFSS仿真結(jié)果具有較好的一致性。有效寄生通帶位于約38 GHz處，阻帶性能有較大改善。

[1] Deslandes D, Wu K. Single-substrate integration technique of planar circuits and waveguide filters[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2003, 51(2):593-596.

[2] Xu F, Wu K. Guided-wave and leakage characteristics of substrate integrated waveguide[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techni-ques, 2005, 53(1):66-73.

[3] Cassivi Y, Perregrini L, Arcioni P, et al. Dispersion characteristics of substrate integrated rectangular waveguide[J]. Microwave and Wireless Components Letters, IEEE, 2002, 12(9):333-335.

[4] Pozar D M. Microwave Engineering[M]. New York: Wiley, 2010.

[5] Cameron R J. General coupling matrix synthesis methods for Chebyshev filtering functions[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1999, 47(4):433-442.

[6] Hong J S. Microstrip Filters for RF/Microwave Applications[M]: New York: Wiley, 2001.

[7] Amari S. Synthesis of cross-coupled resonator filt-ers using an analytical gradient-based optimization technique[J]. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2000, 48(9):1559-1564.

Design of a substrate integrated waveguide filter with higher-order modes rejection

MA Liang, DU Cheng-yang, HUANG Xiao-dong, GUO Rui, XU Hai-qi

(No.724 Research Institute of CSIC, Nanjing 211153)

A four-order substrate integrated waveguide filter is designed. The HFSS software is used to optimize the sizes of cavities and the widths of coupling irises to obtain good performance. In order to suppress the spurious passband caused by higher-order modes, and to improve the stop-band performance, the double coupling irises between cavities are adopted to couple the energy, which effectively suppress the transmission of the TE301mode. The designed filter is fabricated on a single-layer PCB substrate. The test results indicate that the center frequency of the filter is 20 GHz, with the bandwidth of 600 MHz. In the passband, the minimum insertion loss is about 1.8 dB, the reflection coefficient is better than -15 dB. The first spurious passband appears at about 38 GHz in the stop-band due to the suppression of higher-order modes. The measurement matches well with the simulation.

filter; substrate integrated waveguide (SIW); higher-order modes rejection

TN713

A

1009-0401(2017)04-0040-04

2017-10-27；

2017-11-02

馬亮(1988-)，男，工程師，博士，研究方向：微波電路設計；杜承陽(1990-)男，助理工程師，碩士，研究方向：微波電路設計；黃曉棟(1992-),男，助理工程師，碩士，研究方向：微波電路設計；郭睿(1989-)男，工程師，碩士，研究方向：微波電路設計；許海琦(1983-)男，高級工程師，碩士，研究方向：雷達總體。