(中國工程物理研究院 電子工程研究所，四川 綿陽 621900)

SC-FDE寬帶航空數(shù)傳接收機(jī)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)*

楊大龍**，陳大海，鄺 文，張 祺

(中國工程物理研究院 電子工程研究所，四川 綿陽 621900)

為滿足航空信道條件下的遠(yuǎn)距離寬帶數(shù)據(jù)傳輸需求，基于單載波頻域均衡傳輸(SC-FDE)體制，采用8PSK調(diào)制體制進(jìn)行了寬帶數(shù)字接收機(jī)的設(shè)計(jì)，包括傳輸幀同步、載波同步、定時同步、信道估計(jì)和頻域均衡。同時，為保證靈活應(yīng)用的需求，采用數(shù)字內(nèi)插的方式進(jìn)行了可變傳輸速率設(shè)計(jì)?；赬ilinx現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)平臺對硬件實(shí)現(xiàn)進(jìn)行優(yōu)化，最終實(shí)現(xiàn)了傳輸速率能夠從112.5 Mbit/s覆蓋到900 Mbit/s的數(shù)傳接收機(jī)。仿真分析和硬件測試結(jié)果表明,該接收解調(diào)設(shè)備能夠?qū)崿F(xiàn)很好的性能指標(biāo)，同時SC-FDE架構(gòu)具備有效補(bǔ)償多徑傳播影響的能力，適合應(yīng)用于高動態(tài)無線寬帶航空數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)中。

航空信道寬帶數(shù)字接收機(jī)；單載波頻域均衡；高速數(shù)傳；變速率

1 引 言

隨著無線通信技術(shù)的發(fā)展，空天地一體化寬帶傳輸網(wǎng)絡(luò)逐漸完善，其中地面寬帶通信、星地寬帶通信、機(jī)載寬帶衛(wèi)星通信等領(lǐng)域相對成熟，而空地寬帶數(shù)據(jù)傳輸發(fā)展相對較慢，成為該網(wǎng)絡(luò)體系中的一個薄弱環(huán)節(jié)。此外，在目前無人機(jī)高速發(fā)展的背景下，隨著無人機(jī)載荷能力提高，可搭載更高精度的測量設(shè)備，對機(jī)上數(shù)據(jù)的高速實(shí)時下傳需求迫切[1]。早在2010年以前，美國“全球鷹”無人偵察機(jī)寬帶通用數(shù)據(jù)鏈就能夠支持274 Mbit/s的最高傳輸速率，而目前國內(nèi)正積極開展傳輸速率在300 Mbit/s以上的空地?cái)?shù)據(jù)傳輸鏈路研究工作[2]。

為滿足航空信道條件下的寬帶數(shù)據(jù)傳輸需求，無線傳輸系統(tǒng)需要解決的一個主要問題是抗多徑傳輸問題[3]。正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing,OFDM)和單載波頻域均衡(Single Carrier Frequency Domain Equalization,SC-FDE)是兩種能夠有效克服多徑傳播的傳輸體制，也是4G通信中的兩種主要技術(shù)路線[4]。OFDM體制采用多載波方式將信道劃分為多個子通道，每個通道內(nèi)信道是平坦的，從而避開了頻率選擇性的問題。SC-FDE通過采用OFDM相似的架構(gòu)，但主要通過頻域均衡對頻率選擇性信道進(jìn)行補(bǔ)償解決多徑傳播問題。SC-FDE體制保留了傳統(tǒng)單載波體制低峰均功率比的特點(diǎn)，具有更好的功率利用率。考慮無人機(jī)下行寬帶數(shù)據(jù)傳輸鏈路需消耗大量能量，而無人機(jī)是功率受限平臺，因此SC-FDE架構(gòu)更適合應(yīng)用在該場景下，能夠更大程度地降低傳輸系統(tǒng)對發(fā)射功率的需求，同時也相應(yīng)降低對散射系統(tǒng)的要求。SC-FDE在航空寬帶數(shù)傳場景下的應(yīng)用受到了廣泛的關(guān)注[5-7]，但目前并未見到能夠滿足數(shù)百M(fèi)bit/s傳輸能力的SC-FDE接收機(jī)的相關(guān)文獻(xiàn)，各研究單位多集中在對單個關(guān)鍵算法的開發(fā)，特別是高性能迭代均衡算法的研究[8-9]。

本文針對基于SC-FDE體制的百兆赫帶寬高動態(tài)航空數(shù)傳接收機(jī)研制，詳細(xì)論述其設(shè)計(jì)架構(gòu)、實(shí)現(xiàn)方法和試驗(yàn)測試情況，對該體制接收機(jī)的整體性能進(jìn)行探討。

2 SC-FDE接收機(jī)架構(gòu)

2.1 SC-FDE接收機(jī)整體架構(gòu)

SC-FDE傳輸架構(gòu)與OFDM系統(tǒng)相似，其典型的系統(tǒng)架構(gòu)框圖如圖1所示。其中，F(xiàn)FT表示快速傅里葉變換，IFFT表示逆FFT變換，CPI(Cyclic Prefix Inserting)/UWI(Unique Word Inserting)表示循環(huán)前綴或者特殊字序列插入。其與傳統(tǒng)SC傳輸系統(tǒng)的區(qū)別在于發(fā)射端引入了循環(huán)前綴。循環(huán)前綴可以起到兩個主要作用：一是使得數(shù)據(jù)處理塊滿足圓周卷積特性，保證FFT處理的有效性；二是對傳輸塊進(jìn)行隔離，防止塊間串?dāng)_。除了采用已調(diào)數(shù)據(jù)本身作為循環(huán)前綴以保證圓周卷積特性外，也可以采用滿足恒定幅度零自相關(guān)(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation,CAZAC)特性的UW序列。使用UW序列同時還可用于進(jìn)行信道估計(jì)和輔助同步，以保證接收機(jī)的可靠運(yùn)行。

圖1 SC-FDE傳輸系統(tǒng)架構(gòu)Fig.1 Transmission structure of SC-FDE system

文獻(xiàn)[4]中給出了一種基于UW序列的突發(fā)傳輸數(shù)據(jù)結(jié)構(gòu)，如圖2所示。其中,Nb表示傳輸幀長，VD表示有效符號序列。每幀中存在兩個緊密選接的UW序列，前者作為循環(huán)前綴，用以消除塊間干擾，后者用以進(jìn)行信道估計(jì)和輔助同步。該結(jié)構(gòu)中UW序列的長度由多徑延遲時間決定，傳輸幀長度由信道相干時間決定。該結(jié)構(gòu)除可用于完成突發(fā)數(shù)據(jù)傳輸中的快速信道建立外，也非常適合于應(yīng)用在信道特性快速變化的高動態(tài)航空數(shù)據(jù)傳輸場景中。文中后續(xù)討論都以該傳輸結(jié)構(gòu)為基礎(chǔ)。雖然可以進(jìn)一步擴(kuò)展UW的重復(fù)次數(shù)以獲得更加準(zhǔn)確的信道估計(jì)結(jié)果[10]，但會降低系統(tǒng)的頻譜利用率。

圖2 SC-FDE信道估計(jì)傳輸幀結(jié)構(gòu)Fig.2 Frame structure for SC-FDE channel estimation

在SC-FDE傳輸系統(tǒng)的設(shè)計(jì)中，主要設(shè)計(jì)參數(shù)包括UW序列的長度和傳輸幀的長度Nb。UW序列的長度主要由最大多徑延遲時間決定，傳輸幀長度由信道相干時間決定。此處UW序列選擇具備CAZAC特性的Chu序列[11]，以此為基礎(chǔ)的整個接收解調(diào)示意圖如圖3所示。

圖3 SC-FDE接收解調(diào)結(jié)構(gòu)示意圖Fig.3 Demodulation structure of the SC-FDE receiver

2.2 SC-FDE同步

SC-FDE解調(diào)過程中的同步包括UW序列同步、載波同步和定時同步，此同步過程可采用與OFDM相似的方法[12-13]。首先根據(jù)UW序列的自相關(guān)特性可以實(shí)現(xiàn)UW序列的傳輸幀同步，以此為基礎(chǔ)通過相鄰傳輸幀UW序列的相位相關(guān)性實(shí)現(xiàn)載波同步，通過相鄰傳輸幀UW序列的時間相關(guān)性實(shí)現(xiàn)定時同步。通常時間相鄰的傳輸幀可認(rèn)為其信道特性是近似相同的，采用相鄰傳輸幀的UW序列區(qū)進(jìn)行載波同步和定時同步不受特定信道特性的影響，因此采用這種方式。假設(shè)第m幀發(fā)射信號s[mNb+n]可表示為

(1)

式中：NUW表示UW序列長度，sUW[n]表示UW序列。

發(fā)射信號經(jīng)過信道后的接收信號可表示為

(2)

式中：h(l)表示長度為L的信道沖激響應(yīng)，x[n]表示發(fā)射信號的波形，θ表示接收信號中存在的定時偏差，Δf表示載波頻偏，fs表示信號采樣率。

UW序列同步首先將接收信號乘以UW序列的共軛進(jìn)行相關(guān)累加，如式(3)所示：

(3)

通過檢測累加結(jié)果的峰值獲得幀頭的位置d，該值不會超過一個幀周期長度Nb。在獲取UW序列同步位置后，通過前后數(shù)據(jù)塊之間的相位關(guān)系進(jìn)行載波同步，計(jì)算表達(dá)式如式(4)所示:

(4)

考慮前后數(shù)據(jù)幀采樣偏差θ近似相等，信道特性近似相同，將式(2)代入式(4)，Φ(Δf)可簡化為

(5)

考慮發(fā)射數(shù)據(jù)與噪聲不相關(guān)，同時噪聲滿足加性高斯白噪聲特性，那么Δf的最大似然估計(jì)為

(6)

在完成載波同步后，接收數(shù)據(jù)僅存在一個隨時間緩慢變化的定時偏差θ。θ的準(zhǔn)確值無法通過幀間UW序列的時間相關(guān)性獲取，但可通過幀間UW序列的時間相關(guān)性估計(jì)其隨時間的變化率。通過后續(xù)的信道估計(jì)和均衡補(bǔ)償剩余的固定定時偏差帶來的影響。假設(shè)經(jīng)過載波同步后的數(shù)據(jù)滿足

(7)

對接收數(shù)據(jù)中前后兩幀數(shù)據(jù)中的第二個UW序列位置進(jìn)行DFT變換，有

(8)

通過鄰近兩幀對應(yīng)頻點(diǎn)進(jìn)行共軛相乘，得到ΔFθ的函數(shù)Ψ(ΔFθ,k)為

H[k]2·XUW[k]2e(ΔFθNb)2πk/NUW+

Ωn+Nb[k]·Ωn*[k],

(9)

那么，ΔFθ的最大似然估計(jì)為

(10)

為簡化計(jì)算過程，可取少量幾個頻點(diǎn)的計(jì)算結(jié)果進(jìn)行加權(quán)平均以獲得較為準(zhǔn)確的ΔFθ估計(jì)值。

2.3 SC-FDE均衡

SC-FDE傳輸幀結(jié)構(gòu)保證接收數(shù)據(jù)滿足圓周卷積特性，可采用FFT進(jìn)行頻域快速處理，但在進(jìn)行頻域均衡前首先需要對信道進(jìn)行估計(jì)。完成載波同步和定時同步之后，數(shù)據(jù)幀第二個UW序列信號的DFT滿足

(11)

由于定時同步僅補(bǔ)償了符號速率偏差，因此該表達(dá)式中仍然剩余一個固定的定時偏差θ0。因?yàn)閁W序列本身滿足頻域恒定幅度的特性，因此H[k]的估計(jì)可表示為

(12)

獲得UW序列對應(yīng)長度的信道估計(jì)結(jié)果后，需將信道估計(jì)的結(jié)果內(nèi)插到Nb-NUW的頻域均衡處理數(shù)據(jù)塊內(nèi)。采用LMMSE準(zhǔn)則設(shè)計(jì)的頻域均衡器系數(shù)C[k]滿足

(13)

為抑制深衰落信道下噪聲的放大作用，參考文獻(xiàn)[14]的簡化實(shí)現(xiàn)方法在分母中引入與預(yù)先定義信噪比相應(yīng)的常數(shù)項(xiàng)C，此時均衡器系數(shù)可表示為

(14)

接收信號在有效數(shù)據(jù)區(qū)和第一個UW序列區(qū)的DFT可表示為

(15)

那么，經(jīng)過均衡器處理后的信號X[k]可表示為

[H[k]·X[k]·eθ02πk/(Nb-NUW)+Ωn[k]]=

(16)

式中：

(17)

3 基于FPGA的SC-FDE接收機(jī)高效實(shí)現(xiàn)

基于固定采樣率的架構(gòu)進(jìn)行接收機(jī)的實(shí)現(xiàn)，以穩(wěn)定的晶振時鐘驅(qū)動所有程序邏輯，以保證接收算法在FPGA上進(jìn)行高速實(shí)現(xiàn)時具有較小的時鐘抖動。整個程序基于Xilinx Virtex7 FPGA架構(gòu)，以乘法器硬核DSP48E作為主要計(jì)算單元，能夠保證整個接收處理程序運(yùn)行時鐘達(dá)到300 MHz以上。同時，為保證對連續(xù)可變符號速率的支持，采用了帶使能的處理方式。下面重點(diǎn)對多級濾波抽取結(jié)構(gòu)和頻域均衡結(jié)構(gòu)進(jìn)行介紹。

3.1 并行路數(shù)逐級遞減的多級濾波抽取結(jié)構(gòu)

解調(diào)接收機(jī)通常采用4倍符號速率或者8倍符號速率進(jìn)行處理，為實(shí)現(xiàn)數(shù)百M(fèi)symbol/s的符號速率，必須采用并行解調(diào)結(jié)構(gòu)，而并行路數(shù)與資源消耗量近似呈線性關(guān)系，因此需盡量減少并行支路的數(shù)量以降低對硬件資源的消耗。但解調(diào)程序在處理不同的符號速率時也應(yīng)盡量保證統(tǒng)一的結(jié)構(gòu)，便于程序的管理和后續(xù)開發(fā)。以此思路為基礎(chǔ)，并參考文獻(xiàn)[15]設(shè)計(jì)了并行路數(shù)逐級遞減的多級濾波抽取結(jié)構(gòu)，如圖4所示。不同的并行處理路數(shù)對應(yīng)不同的符號速率段，最高符號速率與處理時鐘一致，最低符號速率支持處理時鐘的1/8。在完成濾波抽取過程后，再統(tǒng)一轉(zhuǎn)換成4路并行進(jìn)行解調(diào)處理。

圖4 并行路數(shù)逐級遞減的多級濾波抽取結(jié)構(gòu)示意圖Fig.4 Multistage decimation structure with number of parallel decreased

3.2 基于FFT的頻域信道估計(jì)和均衡結(jié)構(gòu)

基于SC-FDE的傳輸結(jié)構(gòu)，以第二個UW序列為基礎(chǔ)進(jìn)行頻域信道估計(jì)，以有效數(shù)據(jù)塊與其后相接的第一個UW序列進(jìn)行頻域均衡。為便于進(jìn)行高速實(shí)現(xiàn)，采用了相對簡單的LMMSE均衡器結(jié)構(gòu)。整個處理過程采用FFT實(shí)現(xiàn)，其實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)如圖5所示。其中，藍(lán)色部分表示頻域信道估計(jì)，綠色部分表示頻域均衡，其余部分為輔助處理模塊。通過補(bǔ)零的FFT操作實(shí)現(xiàn)對信道估計(jì)結(jié)果的內(nèi)插。FFT和IFFT都通過ipcore實(shí)現(xiàn)，該實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)能夠滿足300 MHz以上的時鐘運(yùn)行要求。

圖5 頻域信道估計(jì)和均衡結(jié)構(gòu)示意圖Fig.5 Structures of frequency domain channel estimation and equalization

4 SC-FDE接收機(jī)實(shí)現(xiàn)與測試

4.1 SC-FDE接收機(jī)FPGA實(shí)現(xiàn)

采用第2節(jié)和第3節(jié)所述算法和FPGA實(shí)現(xiàn)結(jié)構(gòu)對SC-FDE接收機(jī)進(jìn)行硬件實(shí)現(xiàn)，采用8PSK調(diào)制體制，中頻720 MHz，碼速率覆蓋112.5～900 Mbit/s。FPGA選用Xilinx XC7VX690T，ADC選用E2V公司EV10AQ190芯片，ADC采樣率2.4 Gsample/s，F(xiàn)PGA程序最終運(yùn)行時鐘達(dá)到300 MHz。

為驗(yàn)證接收機(jī)性能，采用Tektronix AWG7122C產(chǎn)生寬帶噪聲和SC-FDE調(diào)制信號對840 Mbit/s碼率進(jìn)行了解調(diào)性能測試，誤碼率測試設(shè)備連接關(guān)系如圖6所示。

圖6 AWGN誤碼率測試設(shè)備連接關(guān)系圖Fig.6 Diagram of device connection for bit error rate measurement under AWGN channel

測試所得誤碼率曲線如圖7所示。以1.0×10-4誤碼率為基準(zhǔn)，仿真結(jié)果較理論結(jié)果損失約0.9 dB，實(shí)測結(jié)果較理論結(jié)果損失約1.9 dB。由于硬件實(shí)現(xiàn)過程中的近似和截位量化處理帶來約1.0 dB的實(shí)現(xiàn)損失。

圖7 中頻誤碼率測試曲線Fig.7 Measured bit error rate at intermediate frequency end

4.2 SC-FDE接收機(jī)C頻段多徑傳播測試

航空信道通?？刹捎秒p徑模型或三徑模型進(jìn)行充分刻畫，且延遲時間在百納秒水平[16]。限于儀器設(shè)備以及實(shí)驗(yàn)平臺能力，目前僅對固定信道進(jìn)行實(shí)際測試。為驗(yàn)證接收機(jī)對多徑信道的適應(yīng)能力，采用電纜延遲方式搭建了C頻段雙徑信道無線測試平臺，設(shè)備連接關(guān)系如圖8所示，發(fā)射天線實(shí)物如圖9所示?；贑頻段6.5 GHz頻點(diǎn)，碼速率為840 Mbit/s，通過調(diào)整發(fā)射天線功率和收發(fā)天線位置關(guān)系以獲得不同的信道特性。同時，為模擬惡劣的多徑衰落信道，SC-FDE調(diào)制器本身還可模擬6徑信道。為進(jìn)行參考比較，采用R&S 頻譜信號分析儀FSW50對接收信號進(jìn)行解調(diào)對比。

圖8 C頻段雙徑信道無線測試環(huán)境設(shè)備連接關(guān)系圖Fig.8 Diagram of device connection for two-way wireless transmission test at C-band

圖9 發(fā)射端設(shè)備連接關(guān)系實(shí)物圖Fig.9 Photo of device connection of transmitter

在此惡劣多徑信道下，對接收機(jī)進(jìn)行了詳細(xì)的誤碼率測試，F(xiàn)SW50實(shí)測接收的信號頻譜如圖10所示。從頻譜圖中可以看出，接收信號中存在深度約為30 dB的深衰落，并且，此時FSW50已無法進(jìn)行正常同步和解調(diào)。

圖10 碼速率840 Mbit/s下FSW50接收信號頻譜圖Fig.10 Spectrum of FSW50 at bit rate of 840 Mbit/s

SC-FDE接收機(jī)解調(diào)得到的星座圖以及信道估計(jì)提取信道特性的頻譜和時域沖激響應(yīng)如圖11所示。在該信道特性下，接收機(jī)能夠?qū)崿F(xiàn)穩(wěn)定的同步和解調(diào)，并且從信道特性的時域沖激響應(yīng)曲線可以明顯看出兩個延遲信號的時域關(guān)系。

(a)星座圖

(b)信道特性圖圖11 碼速率840 Mbit/s下SC-FDE接收信號效果圖Fig.11 Constellation and channel characteristics of received signal at bit rate of 840 Mbit/s

在此信道特性下，對840 Mbit/s和300 Mbit/s兩種碼速率下的誤碼率進(jìn)行測量，結(jié)果如圖12所示。

圖12 惡劣多徑下實(shí)測誤碼率曲線Fig.12 Measured bit error rate under severe multipath channel

同樣,以1.0×10-4誤碼率作為基準(zhǔn)，840 Mbit/s下性能損失約14.3 dB，300 Mbit/s下性能損失約10.9 dB?？鄢邮諜C(jī)本身存在的1.9 dB解調(diào)損失，由于惡劣多徑帶來的額外性能損失分別為12.4 dB和9.0 dB。雖然接收機(jī)解調(diào)損失較大，但在低信噪比時，SC-FDE接收的載波同步和定時同步仍然是正常的。

從上面的測量結(jié)果可以得出以下結(jié)論：

(1)SC-FDE接收機(jī)能夠適應(yīng)惡劣多徑信道，而傳統(tǒng)的單載波體制已無法進(jìn)行正常的同步和解調(diào)。

(2)由于惡劣多徑頻譜中存在深度衰落點(diǎn)，受限于LMMSE均衡器本身的性能，因此性能損失較大。若采用性能更好的迭代均衡器，性能損失會大大減小，但其高速實(shí)現(xiàn)相對困難。

(3)SC-FDE數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)決定了能夠適應(yīng)多徑延遲的能力，實(shí)際多徑延遲接近理論上限時接收性能會有所下降，實(shí)際系統(tǒng)中需進(jìn)行降額設(shè)計(jì)。

5 結(jié)束語

為解決航空信道無線寬帶可靠數(shù)據(jù)傳輸問題，采用SC-FDE體制進(jìn)行了寬帶數(shù)據(jù)傳輸樣機(jī)的研制。相比廣泛使用的OFDM體制，SC-FDE具有更佳的功率利用率，適合應(yīng)用于功率受限的空中平臺上。本文對SC-FDE接收機(jī)架構(gòu)、UW序列同步、定時同步、載波同步和LMMSE均衡進(jìn)行了詳細(xì)的理論推導(dǎo)?；赬ilinx FPGA對SC-FDE接收機(jī)進(jìn)行了高速硬件實(shí)現(xiàn)，并對整個FPGA的高速實(shí)現(xiàn)架構(gòu)和頻域均衡器的高效實(shí)現(xiàn)方式進(jìn)行了討論。最終實(shí)現(xiàn)的8PSK體制SC-FDE接收機(jī)能夠覆蓋112.5～900 Mbit/s的傳輸速率，AWGN下解調(diào)損失約1.9 dB。對于典型的航空信道雙徑模型進(jìn)行了C頻段無線傳輸模擬測試，該接收機(jī)能夠在惡劣多徑信道下穩(wěn)定工作，體現(xiàn)了SC-FDE體制在抗多徑傳播性能上的優(yōu)越性，但受限于LMMSE均衡器的性能，解調(diào)損失較大。

為驗(yàn)證接收機(jī)對時變航空信道的適應(yīng)能力，后續(xù)將進(jìn)行平臺升級和搭載飛行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。同時，為進(jìn)一步提升解調(diào)性能，后續(xù)將進(jìn)一步對迭代均衡和Turbo均衡進(jìn)行研究，結(jié)合LDPC譯碼進(jìn)一步提升系統(tǒng)的解調(diào)性能。另一方面，為實(shí)現(xiàn)更高的傳輸速度，也將對MQAM、MAPSK高階體制以及MIMO技術(shù)等進(jìn)行研究。

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DesignandImplementationofaBroadbandAeronauticalHighDataRateReceiverUsingSC-FDE

YANG Dalong,CHEN Dahai,KUANG Wen,ZHANG Qi

(Institute of Electronic Engineering,China Academy of Engineering Physics,Mianyang 621900,China)

To meet the demands of long distance broadband data transmission under aeronautical channel,a digital broadband receiver with 8PSK modulation scheme is designed by using single carrier frequency domain equalization (SC-FDE),including transmission frame synchronization,carrier recovery,timing recovery,channel estimation and frequency domain equalization. Meanwhile,for flexible consideration,the variable rate ability is designed by using numerical interpolation method. Based on implementation optimization for Xilinx field-programmable gate array (FPGA) platform,the broadband receiver is accomplished,whose transmission rate covers 112.5～900 Mbit/s. Numerical simulation analysis and hardware tests show that the receiver has a very good performance,and the SC-FDE scheme has the ability to well compensate the effects of multipath propagation and fits for applying in high dynamic aeronautical broadband wireless data transmission systems.

aeronautical channel broadband digital receiver;single carrier frequency domain equalization(SC-FDE);high data rate transmission;variable rate

10.3969/j.issn.1001-893x.2017.12.011

楊大龍，陳大海，鄺文，等.SC-FDE寬帶航空數(shù)傳接收機(jī)的設(shè)計(jì)與實(shí)現(xiàn)[J].電訊技術(shù)，2017,57(12):1408-1414.[YANG Dalong,CHEN Dahai,KUANG Wen,et al.Design and implementation of a broadband aeronautical high data rate receiver using SC-FDE[J].Telecommunication Engineering,2017,57(12):1408-1414.]

2017-04-24；

2017-07-16

date:2017-04-24；Revised date：2017-07-16

549344135@qq.comCorrespondingauthor549344135@qq.com

TN919.3

A

1001-893X(2017)12-1408-07

楊大龍(1987—)，男，重慶大足人，博士，副研究員，主要研究方向?yàn)閷拵Ы邮諜C(jī)信道均衡技術(shù);

Email：549344135@qq.com

陳大海(1970—)，男，江蘇啟東人，博士，副研究員，主要研究方向?yàn)閷拵?shù)字接收技術(shù);

鄺文(1983—)，男，四川成都人，碩士，助理研究員，主要研究方向?yàn)楦咚傩诺谰幾g碼技術(shù);

張祺(1983—)，男，貴州安順人，碩士，研究實(shí)習(xí)員，主要研究方向?yàn)閷拵?shù)字預(yù)失真技術(shù)。