鄭凡凡，談 熙，閔 昊

(復旦大學 專用集成電路與系統(tǒng)國家重點實驗室，上海201203)

用于超高頻射頻識別讀寫器Mixer-First接收機的新型直流分量消除技術(shù)

鄭凡凡，談 熙，閔 昊

(復旦大學 專用集成電路與系統(tǒng)國家重點實驗室，上海201203)

由于收發(fā)隔離度有限，超高頻射頻識別讀寫器的接收機面臨著發(fā)射機載波泄漏的問題，基于Mixer-First結(jié)構(gòu)的接收機，提出了一種新型的直流分量消除技術(shù).在無源混頻器的中頻輸出端設計一個由電感、電容等器件組成的帶通濾波器，濾除泄漏載波經(jīng)過下變頻產(chǎn)生的直流分量.同時相比于傳統(tǒng)的交流耦合方式，該技術(shù)可以縮短直流分量的穩(wěn)定時間.仿真結(jié)果表明，當標簽返回信號數(shù)據(jù)率為400kb/s時，該結(jié)構(gòu)的帶通濾波器的直流衰減約為-50dB，同時直流分量的穩(wěn)定時間約為6μs，只有傳統(tǒng)交流耦合方式的一半左右.該技術(shù)可以擴展接收機的動態(tài)范圍.

射頻識別讀寫器； 接收機； 載波泄漏； 直流分量消除； 帶通濾波器

射頻識別(Radio Frequency Identification, RFID)技術(shù)是一種無線通信技術(shù)，它利用射頻信號進行信息傳遞并達到識別物體的目的.近年來，射頻識別技術(shù)取得了飛速的發(fā)展，在門禁、防偽、智能交通、圖書管理、機場貨物跟蹤等方面取得了廣泛的應用[1].相比于低頻(Low-Frequency, LF)射頻識別技術(shù)和高頻(High-Frequency, HF)射頻識別技術(shù)，超高頻(Ultra-High-Frequency, UHF)射頻識別技術(shù)傳輸距離更遠、數(shù)據(jù)傳輸速率更高、天線尺寸更小、支持可重復讀寫，因此具有廣闊的前景.

一個典型的射頻識別系統(tǒng)由讀寫器、標簽和計算機應用軟件系統(tǒng)組成，其中讀寫器在整個射頻識別系統(tǒng)中發(fā)揮著至關重要的作用，圖1給出了射頻識別系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖.

1 背景介紹

在無源超高頻射頻識別系統(tǒng)讀寫器接收機的設計過程中，面臨著發(fā)射機造成的載波泄漏問題[2-4]，載波泄漏的示意圖如圖2所示.由于無源標簽沒有電源，它的內(nèi)部電路需要對讀寫器發(fā)射機產(chǎn)生的連續(xù)載波進行整流以提供使自己正常工作的電壓，同時標簽通過反向散射調(diào)制的方式完成返回信號的傳遞.所以讀寫器的接收機在接收標簽返回信號時，發(fā)射機一直在發(fā)射一個大功率的連續(xù)載波，并且接收信號和發(fā)射信號同頻.對于一個單天線的RFID系統(tǒng)，由于收發(fā)隔離器件(如環(huán)形器、定向耦合器)的隔離度不能夠達到理論上的無限大，所以發(fā)射的射頻載波信號會有一部分泄漏進入接收機中.隨著隔離度和發(fā)射功率的變化，泄漏功率通常在0～10dBm之間.根據(jù)讀寫器和標簽之間的鏈路分析計算[5]，當兩者的距離在數(shù)米之間時，標簽返回信號的功率約為-70～-50dBm.所以泄漏載波信號的功率遠大于標簽返回信號的功率.泄漏載波會對接收機的靈敏度產(chǎn)生負面影響，甚至有可能阻塞接收機.

圖1 射頻識別系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)框圖Fig.1 Structure of RFID system

圖2 讀寫器接收機中的載波泄漏問題Fig.2 Carrier leakage problem in the receiver in UHF RFID reader

傳統(tǒng)的零中頻接收機中通常包含了射頻帶通濾波器、低噪聲放大器和下變頻器[6-7].近年來，一種不包含低噪聲放大器(Low Noise Amplifier, LNA)而直接將無源下變頻混頻器和接收天線相連的零中頻接收機架構(gòu)取得了廣泛的研究和關注.分別將兩者稱為LNA-First接收機和Mixer-First接收機，相比于LNA-First架構(gòu)接收機，Mixer-First架構(gòu)接收機具有很多優(yōu)點.Mixer-First架構(gòu)接收機具有更低的功耗和更好的線性度[8-9]，以承受大的泄漏信號功率.無源混頻器具有相對比較大的1dB壓縮點[10]，當然它的轉(zhuǎn)換增益比較小，一般在后級加上放大器以提供足夠的整體鏈路增益.

泄漏載波信號和標簽返回信號同時進入Mixer-First接收機后，首先經(jīng)過無源下變頻混頻器，由于讀寫器收發(fā)同頻，泄漏載波和本振信號混頻產(chǎn)生直流分量.直流分量可能大到幾百個毫伏，必須消除直流分量，否則它將導致接收機無法正常工作.去除直流分量的一種方法是使用無源器件R和C構(gòu)成一階高通濾波器，如圖3(a)所示，這種方法通常稱為交流耦合方法(AC Coupling).清華大學Sun和Chi等[11]對傳統(tǒng)的一階RC高通濾波器進行了改進，提出了一種使用小電阻并聯(lián)一個大電阻的方式使得高通濾波器的截止頻率可控，同時通過控制信號獲得較快的直流穩(wěn)定時間.另外一種方法是使用直流消除反饋環(huán)路[12]，如圖3(b)所示，該方法電路結(jié)構(gòu)比較復雜.

本章基于Mixer-First結(jié)構(gòu)的零中頻接收機，提出了一種新的結(jié)構(gòu)來消除泄漏載波在經(jīng)過下變頻以后產(chǎn)生的大直流分量對接收機后級電路造成的影響.在無源下變頻混頻器的中頻輸出端對地短接一個電感，設計一個由電感、電容等構(gòu)成的帶通濾波器(Bandpass Filter, BPF)(圖4)，濾除直流分量.之后對上述結(jié)構(gòu)的帶通濾波器進行性能指標的分析，并且根據(jù)EPC Global Class-1 Generation-2通信協(xié)議分析了該結(jié)構(gòu)對直流分量穩(wěn)定時間的影響.分別設計了接收機中的各個電路模塊.通過仿真驗證可以得出，該方法可以增大接收機的線性度和動態(tài)范圍，使其在大功率的泄漏載波存在時正常工作.

圖3 2種常用的消除直流分量的方法Fig.3 Two methods for cancelling the DC component

圖4 由一個電感和一個電容組成的帶通濾波器Fig.4 BPF composed of an inductor and a capacitor

2 接收機系統(tǒng)的研究與設計

2.1 消除直流分量原理

本文在無源下變頻器的中頻端對地短接一個電感和電容，形成一個帶通濾波器，電感用于濾除泄漏載波經(jīng)過下變頻產(chǎn)生的直流分量，電容用于濾除本振-中頻端和射頻-中頻端由于隔離度有限而泄漏的射頻信號.假設無源下變頻混頻器中NMOS管的導通電阻為R1，電感的感值為L，寄生電阻為r，則這個帶通濾波器的電路示意圖如4所示.該帶通濾波器的傳輸特性為

(1)

諧振頻率近似為

(2)

記A=1/R1+1/R2+Cr/L，則-3dB帶寬為

(3)

(4)

對于諧振頻率處的信號的增益為

(5)

由式(4)可以看到，下變頻器中頻輸出端的直流分量會被由電感、電容構(gòu)成的帶通濾波器濾除.理想情況下，電感沒有寄生電阻，此時該濾波器可以對直流分量進行完全的消除，實際情況下，一定數(shù)值的電感有一定的寄生電阻，由于寄生電阻很小，所以該濾波器仍然可以對直流分量進行大幅度的衰減.衰減值由電感寄生電阻和MOS管導通電阻共同決定.如果要增大對直流分量的衰減程度，需要減小電感的寄生電阻，增加晶體管的導通電阻.帶寬關系著解調(diào)得到的FM0信號的信號完整性，如果要增加濾波器的帶寬，由式(3)知道，需要減小電容或者減小R1、R2，減小電容會在保持諧振頻率不變的前提下增加電感值，進而增加其寄生電阻.所以在帶通濾波器的設計過程中，R1、L、C等元器件數(shù)值的選擇存在著一定的折中.

無源超高頻射頻識別系統(tǒng)中使用的EPC Global Class-1 Generation-2通信協(xié)議對讀寫器和標簽之間的通信提出了一定的時序要求[13]，如圖5所示.由圖中可以看到，讀寫器在開始發(fā)射連續(xù)載波之后，泄漏信號在接收機混頻器的輸出端產(chǎn)生一個大直流分量，經(jīng)過T1時間之后，標簽開始返回16位隨機數(shù)，此時直流分量需要被衰減至穩(wěn)定值，直流分量的穩(wěn)定時間必須小于T1=max(RTcal，10Tpri)，其中RTcal=0length+1length，Tpri代表著一定數(shù)據(jù)率的FM0信號相對應的周期，“0”代表FM0基帶信號0，“1”代表FM0基帶信號1.

圖5 EPC C1G2協(xié)議的時序要求Fig.5 Timing requirements of EPC C1G2 protocols

(6)

(7)

根據(jù)一定的初始條件i(0+)=0,u(0+)=0，得到

(8)

通過合適的L、R1、C取值，相比于一階RC高通濾波器，該帶通濾波器對于直流分量的瞬態(tài)響應衰減的更快，也就是穩(wěn)定時間更短.

2.2 接收機系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

基于2.1節(jié)消除直流分量的方法，Mixer-First接收機的系統(tǒng)架構(gòu)如圖6所示.

當泄漏載波信號和標簽返回信號同時進入接收機之后，依次經(jīng)過單平衡無源下變頻混頻器，在中頻輸出端經(jīng)過由電感和電容組成的帶通濾波器，用于濾除直流分量和射頻及其諧波分量.解調(diào)得到的FM0信號經(jīng)過放大后被模數(shù)轉(zhuǎn)換器采樣送入數(shù)字基帶部分進行處理.

無源混頻器結(jié)構(gòu)簡單，線性度比較好，同時功耗也比較低，所以閃爍噪聲比較小.無源混頻器分為單平衡和雙平衡兩種類型.由于天線采用單端接入的方式，如果使用雙平衡混頻器，需要再增加片外的平衡-不平衡變換器(Balun)，增加了復雜度，所以本文采用單平衡無源混頻器的結(jié)構(gòu).

為了加強對射頻信號及其諧波分量的衰減，在圖4所示的帶通濾波器之后級聯(lián)了二階低通濾波器(Lowpass Filter, LPF)，形成了總體帶通濾波器，如圖7所示.

圖6 基于新型直流消除技術(shù)的Mixer-First接收機Fig.6 Mixer-First receiver based on the new DC cancellation technique

圖7 帶通濾波器和低通濾波器級聯(lián)Fig.7 Cascading of the bandpass filter and the lowpass filter

在不考慮運算放大器的非理想效應時，二階低通濾波器的傳輸特性表示為

(9)

其中：f11=1/2πR11C11；R11、C11分別為低通濾波器中的電阻、電容；R3、R4分別為閉環(huán)放大器中的電阻，如圖7所示.低通濾波器的通帶截止頻率為f≈0.37f11.

當考慮運算放大器的非理想效應時，運放的有限帶寬也會對射頻信號及其諧波進行衰減.

3 電路模塊設計與仿真

3.1 無源混頻器的設計與仿真

單平衡無源混頻器具有較好的線性度，本文基于SMIC 0.13μm CMOS 1P8M混合信號工藝進行設計，這里使用厚柵管，電源電壓為3.3V，以增大其1dB壓縮點.單平衡無源混頻器中NMOS管的寬長比會影響晶體管的導通電阻，進而影響帶通濾波器對于直流分量的衰減，并且會影響直流分量的穩(wěn)定時間.經(jīng)過一定的折中，取W=80μm，L=0.35μm.

單平衡混頻器的后仿真結(jié)果如表1所示.

表1 混頻器的后仿真結(jié)果Tab.1 Post-simulation results of the mixer

3.2 帶通濾波器的設計與仿真

圖8 帶通濾波器幅頻響應Fig.8 Frequency response of BPF

在標簽返回FM0信號數(shù)據(jù)率為400kb/s的應用背景下，基于圖4和圖7設計帶通濾波器.取諧振頻率約為400kHz，綜合各方面的考慮，取L=10μH，C=16nF，R2=15Ω，此時電感的寄生電阻約為80mΩ左右.電感和電容的值很大，需要使用片外器件.圖7中V1的幅頻響應如圖8中實線所示.在由電感、電容構(gòu)成的帶通濾波器之后級聯(lián)了二階低通濾波器，構(gòu)成了一個總體帶通濾波器，它的幅頻響應V2如圖8中虛線所示.

由圖8看到，帶通濾波器的中心頻率點約為400kHz，-3dB帶寬是1.25MHz.它的左-3dB截止頻率為100kHz，右-3dB截止頻率為1.35MHz，對直流分量的衰減約為-49dB.2條曲線在低頻處基本重合，而對射頻分量的衰減不同.V1對射頻分量的衰減約為-64dB，V2對射頻分量衰減約為-140dB.

相應地進行瞬態(tài)仿真，在接收機中接入5dBm的泄漏載波信號，經(jīng)過單平衡混頻器之后得到兩個輸出端的直流分量分別為238mV和-381mV，引入本文設計的帶通濾波器后，直流分量得到了衰減，輸出端的殘余直流分量分別為693μV和-753μV，直流分量的衰減約為-50dB，和帶通濾波器的幅頻響應相符.

帶通濾波器對于直流分量的瞬態(tài)響應對于接收機能否解調(diào)標簽返回的有用信息有著重要的影響.根據(jù)式(8)，選取合適的電阻、電感、電容值，得到輸出電壓的瞬態(tài)波形如圖9所示.其中3組取值如表2所示.取值的規(guī)則是保持LC乘積不變，以保持諧振頻率不變，改變電感值.電阻由NMOS管的導通電阻值決定，寬長比一定則電阻值一定.另外式(8)中取直流電壓源V=0.5V.

由圖9可以看到，隨著L增大，直流分量衰減地越來越慢，同時瞬態(tài)尖峰值也越來越大.為了更好地穩(wěn)定直流分量，取L=10μH，C=16nF.注意R1、L、C需要滿足電路工作在過阻尼狀態(tài)，所以L不能無限制地減小.

圖9 3種取值情況對應的直流瞬態(tài)響應Fig.9 Transcient response of three different situations

表2 3種情況下的取值Tab.2 Values for three different situations

在NMOS管寬長比以及L、C、R2、R11、C11等元器件取值確定的情況下，與一個具有相同帶寬的由一階RC高通濾波器和低通濾波器組成的帶通濾波器相比，本文提出的帶通濾波器的直流穩(wěn)定時間具有明顯的優(yōu)勢.具體的仿真電路圖和瞬態(tài)仿真結(jié)果分別如圖10(見第500頁)和圖11(見第500頁)所示.

圖10 不同情況下直流穩(wěn)定時間對比電路圖Fig.10 Schematic of the comparison of the settling time of different ways

圖10(b)中V3和V4代表傳統(tǒng)交流耦合方式得到的直流瞬態(tài)響應，圖10(c)中V5和V6代表本文帶通濾波器得到的直流瞬態(tài)響應.而圖10(a)用于得到泄漏載波下變頻產(chǎn)生的直流分量的大小.由圖11可以看出，傳統(tǒng)AC Coupling方式構(gòu)成的帶通濾波器消除直流分量時，直流穩(wěn)定時間約為16μs，而本文設計的帶通濾波器消除直流分量時的直流穩(wěn)定時間約為6μs.

圖11 不同情況下直流穩(wěn)定時間的瞬態(tài)響應Fig.11 Transcient response of the settling time of different ways

圖12 跨導運算放大器電路圖Fig.12 Schematic of OTA

3.3 模擬基帶放大器的設計與仿真

低通濾波器級聯(lián)在由電感電容組成的帶通濾波器之后，電路和仿真分別如圖7和圖8所示.信號經(jīng)過低通濾波器之后進入閉環(huán)放大器中，圖7中所示的差分輸入、單端輸出的運算放大器使用了二級密勒補償跨導運算放大器(Operational Transconductance Amplifier, OTA)電路結(jié)構(gòu)，具體電路如圖12所示.

第一級放大電路中M1和M2組成差分輸入對，M3和M4組成有源負載，M5提供恒定偏置電流.第二級放大電路中M6為共源放大器，M7為負載并提供偏置電流.M14串聯(lián)CC后連接在第二級的輸入端和輸出端之間，組成了相位補償電路.左側(cè)的M8～M13管和RB構(gòu)成了偏置電路，M8、M9組成的鏡像電流源為M5、M7提供偏置.

該運算放大器的后仿真結(jié)果如表3所示.

表3 運算放大器的后仿真結(jié)果Tab.3 Post-simulation results of OTA

如圖7所示，該跨導運算放大器閉環(huán)使用時，閉環(huán)增益為1+R4/R3=10，也就是20dB.

圖13 接收機在有5 dBm泄漏載波時的解調(diào)波形Fig.13 Demodulated signal of the receiver under a 5dBm carrier leakage

3.4 整體功能的仿真

對于整個接收機同時加入5dBm的載波泄漏信號和-50dBm 的標簽返回信號，其中標簽返回信號采用FM0編碼，數(shù)據(jù)率為400kb/s.通過瞬態(tài)仿真得到接收機差分輸出的信號如圖13所示.

從圖中可以看出，直流分量的穩(wěn)定時間約為6μs，另外該Mixer-First接收機能夠在有5dBm泄漏載波的情況下解調(diào)得到FM0模擬基帶波形.

經(jīng)過仿真，可以得到該直流消除技術(shù)和其他參考文獻的對比如表4所示.由該表可知，本文提出的新型直流消除技術(shù)具有較強的直流衰減能力和較快的穩(wěn)定時間，同時Mixer-First接收機具有較好的線性度，能夠承受較大的載波泄漏功率.

表4 性能總結(jié)Tab.4 Performance summary

4 結(jié) 語

針對超高頻射頻識別讀寫器中接收機中存在的載波泄漏問題，本文基于Mixer-First接收機，提出了一種新的結(jié)構(gòu)消除泄漏載波經(jīng)過下變頻之后產(chǎn)生的大直流分量.在無源混頻器的中頻輸出端對地短接一個電感，設計一個由電感、電容等器件組成的帶通濾波器，濾除直流分量.該結(jié)構(gòu)不僅可以對直流分量進行衰減，而且相比于傳統(tǒng)的AC Coupling方式，可以顯著縮短直流分量的穩(wěn)定時間.

在標簽返回FM0信號數(shù)據(jù)率為400kb/s的應用背景下，通過合適的元器件取值，該新型帶通濾波器的直流衰減約為-50dB，同時直流分量的穩(wěn)定時間只有6μs.該技術(shù)具有較強的直流衰減能力和較快的直流穩(wěn)定時間，同時能夠承受較大的載波泄漏功率.該接收機的線性度良好，能夠在存在5dBm泄漏載波時正常工作.

[1] WANT R.An introduction to RFID Technology [J].Communicationsamp;Network, 2006,5(1): 25-33.

[2] XIONG T W, TAN X, XI J T,etal. High TX-to-RX isolation in UHF RFID using narrowband leaking carrier canceller [J].IEEEMicrowaveamp;WirelessComponentsLetters, 2010,20(2): 124-126.

[3] WU X, YANG Q, ZHANG B,etal. A novel method of carrier suppression for UHF RFID readers [C]∥IEEE Antennas and Propagation.Harbin, China: IEEE Press, 2014: 738-740.

[4] LEE S S, LEE J, LEE I Y,etal. A new TX leakage-suppression technique for an RFID receiver using a dead-zone amplifier [C]∥Solid-State Circuits Conference Digest of Technical Papers. San Francisco, USA: IEEE Press, 2013: 92-93.

[5] GRIFFIN J D, DURGIN G D. Complete link budgets for backscatter-radio and RFID systems [J].IEEEAntennasamp;PropagationMagazine, 2009,51(2): 11-25.

[6] WANG W, LOU S, CHUI K W C,etal. A single-chip UHF RFID reader in 0.18μm CMOS process [J].IEEEJournalofSolid-StateCircuits, 2008,43(8): 1741-1754.

[7] KHANNUR P B, CHEN X, YAN D L,etal. A universal UHF RFID reader IC in 0.18-μm CMOS technology [J].IEEEJournalofSolid-StateCircuits, 2008,43(5): 1146-1155.

[8] WU C, WANG Y, NIKOLIC B,etal. A passive-mixer-first receiver with LO leakage suppression, 2.6dB NF, gt;15dBm wide-band IIP3, 66dB IRR supporting non-contiguous carrier aggregation [C]∥IEEE Radio Frequency Integrated Circuits Symposium. Phoenix, USA: IEEE Press, 2015: 155-158.

[9] YANG D, ANDREWS C, MOLNAR A. Optimized design of N-phase passive Mixer-First receivers in wideband operation [J].IEEETransactionsonCircuitsamp;SystemsⅠRegularPapers, 2015,62(11): 1-12.

[10] ANDREWS C, MOLNAR A C. A passive-mixer-first receiver with baseband-controlled RF impedance matching, lt; 6dB NF, and gt; 27dBm wideband IIP3 [C]∥IEEE International Solid-State Circuits Conference, San Francisco, USA: IEEE Press, 2010,53: 46-47.

[11] SUN X G, CHI B Y, ZHANG C,etal. Ultra-high-frequency radio frequency identification reader receiver with 10 dBm input P1 dB and -74dBm sensitivity in 0.18μm CMOS [J].IETCircuits,Devicesamp;Systems, 2011,5(5): 392-402.

[12] FENG X, WANG X, ZHANG X,etal. A mobile UHF RFID reader with high linearity receiver [C]∥IEEE 8th International Conference on ASIC, Changsha, China: IEEE Press, 2009: 537-540.

[13] KWON I, EO Y, BANG H,etal. A single-chip CMOS transceiver for UHF mobile RFID reader [J].IEEEJournalofSolid-StateCircuits, 2008,43(3): 729-738.

[14] YE L, LIAO H, SONG F,etal. A single-chip CMOS UHF RFID reader transceiver for Chinese mobile applications [J].IEEEJournalofSolid-StateCircuits, 2010,45(7): 1316-1329.

[15] LIU J, GUO Q, WANG Y,etal. An area-efficient digitally-assisted DC canceling loop for high sensitivity UHF RFID receiver [C]∥IEEE International Conference on RFID Technology and Applications. Shunde, China: IEEE Press, 2016: 166-171.

ANewDCCancellationTechniqueforaMixer-FirstReceiverinUHFRFIDReader

ZHENGFanfan,TANXi,MINHao

(StateKeyLaboratoryofASICamp;Systems,FudanUniversity,Shanghai201203,China)

The receiver in ultra-high-frequency(UHF) radio frequency identification(RFID) reader suffers from large carrier leakage due to finite TX-to-RX isolation. A new DC cancellation technique for a Mixer-First receiver is proposed in this paper. A bandpass filter composed of an inductor and a capacitor is designed to cancel the large DC component caused by the carrier leakage at the output of the passive mixer. Compared with the conventional AC coupling, the new technique is able to shorten the settling time of the DC component. Simulation results indicate that the attenuation to the DC component is around -50dB when the data rate of the back-scattered FM0 signal is 400kb/s.The settling time is around 6μs and half of that of the conventional AC coupling. The proposed technique can extend the dynamic range of the receiver.

radio frequency identification reader(RFID); receiver; carrier leakage; DC cancellation; bandpass filter

0427-7104(2017)04-0495-08

2017-05-15

鄭凡凡(1991—)，男，碩士研究生；談 熙，男，副研究員，通信聯(lián)系人，E-mail: tanxi@fudan.edu.cn.

TN432

A