馬洪巖

（上海大學通信與信息工程學院，上海 200444）

包絡跟蹤技術(shù)在移動終端射頻功放中的應用與實現(xiàn)

馬洪巖

（上海大學通信與信息工程學院，上海 200444）

隨著通信系統(tǒng)數(shù)據(jù)量不斷增大，通信系統(tǒng)的峰均比不斷增大。功率放大器是終端中耗電量最高的器件之一。包絡跟蹤可以根據(jù)功率放大器輸入信號的包絡動態(tài)實時地調(diào)整電源電壓，高功率供高電壓，低功率供低電壓，從而改進功率放大器的效率問題。相對其它技術(shù)，包絡跟蹤技術(shù)具有線性度高、效率提高可控、動態(tài)范圍較寬、易于實現(xiàn)等優(yōu)點，適用于峰均比高的系統(tǒng)，應用前景廣闊。

射頻；功率放大器；包絡跟蹤；功耗

1 引言

隨著通信系統(tǒng)的不斷發(fā)展，數(shù)據(jù)量的不斷增加，對信息速率要求日益增大。為了應對人們對信息量需求的不斷增長，通信系統(tǒng)也得到了飛速發(fā)展。經(jīng)歷了2G的GSM語音為主，3G數(shù)據(jù)量明顯增大，再到目前普及的4G LTE-A，以及正在探索的5G新技術(shù)，新的無線技術(shù)帶來傳輸速度飛速增長的同時，也帶來了很多問題。

在有限的頻譜資源下，要想達到如此高的傳輸速率，就要提高頻譜利用率或者使用更大的帶寬，兩種技術(shù)都會增大傳輸信號的峰均比。例如，3G信號WCDMA單載波原始信號的峰均比為10.2dB，4G LTE-A以及5G技術(shù)有更高的峰均比，這樣就要求射頻功率放大器有更高的線性度。由于移動終端耗電主要來源于功率方向大器，所以功率放大器的效率提高也很關(guān)鍵。

但是線性度和效率是兩個重要且矛盾的設計指標，為了提高功放的效率，需要功放提高輸出功率，進入飽和區(qū)，然而這樣做通常會導致嚴重的帶內(nèi)失真、帶外頻譜的泄漏等非線性結(jié)果，從而降低功放工作性能，影響信號的質(zhì)量。而若保證功放的線性度，則要求功放工作在線性區(qū)，其結(jié)果就是功放的效率低，同時可能導致發(fā)熱、系統(tǒng)穩(wěn)定性等問題。目前，包絡跟蹤結(jié)構(gòu)與數(shù)字預失真技術(shù)都是能有效提高功放線性化的手段[1]。本文主要研究了包絡跟蹤技術(shù)在移動終端射頻功放中的應用及對其性能進行分析。

2 ET原理

包絡跟蹤技術(shù)（ET）是一種較新的改善功率放大器效率的技術(shù)，其屬于動態(tài)電源調(diào)制技術(shù)。其通過包絡放大器對信號包絡進行跟蹤放大，并提供給功放供電。這樣功放就能夠一直處于壓縮臨界區(qū)，從而使得其在整個功率范圍內(nèi)的平均效率能夠提升。包絡跟蹤技術(shù)有很多優(yōu)點，效率提高可控、動態(tài)范圍寬、容易集成等，適用于高峰均比的系統(tǒng)，這使得包絡跟蹤技術(shù)成為目前提高功放效率最為有效的方法之一[2]。

圖1 ET框圖

3 ET電路設計

本設計采用高通最新的方案：射頻收發(fā)器SDR660，射頻功率放大器QPA5461，SP16T開關(guān)QSW8574，電源管理芯片QET4100，該 方 案 支 持 頻 率 范 圍 0.698～2.69GHz，包 括GSMQband，CMDABC0，UMTSB1/2/4/5/8，LTEB1/2/3/4/5/78/1/17/2026/34/38/39/40/41，設計時要充分考慮鏈路預算，保證足夠的功率余量，接收靈敏度余量，以及電路頻段之間的互相干擾機制，電路拓撲圖如圖2[4]。

ET電路的發(fā)射鏈路，基帶信號從Modem出來，通過QLINK到射頻收發(fā)器SDR660上變頻調(diào)制成射頻信號，然后經(jīng)過射頻功率放大器QPA5461放大成大功率射頻信號到天線。接收鏈路則相反，基站信號通過天線再到接收濾波器，再到射頻收發(fā)器SDR660下變頻到基帶芯片。

還有一路是PA電源管理電路，對ET技術(shù)而言，從調(diào)制解調(diào)器和包絡檢測器得到的包絡信號必須被放大，并作為電壓供電給PA的漏極。包絡信號的帶寬一般是調(diào)制信號帶寬的幾倍大，所以電源調(diào)制器必須有一比包絡信號帶寬還要大的工作帶寬，并在整個帶寬內(nèi)具有高效率。

4 ET校準原理

校準是每種設計每個設備都要做的，以達到設備正常工作的目的，補償非線性特性，提供絕對的功率參考；補償頻率的變化；提供溫度補償；進行最大功率限定；確保接收機和發(fā)射機通路的射頻性能。完成校準后把結(jié)果存到NV內(nèi)存中，然后信令測試或者實網(wǎng)應用時會調(diào)用校準NV。

由于手機上行發(fā)射的測量報告包括了網(wǎng)絡內(nèi)所有用戶在所有時段通話時在其所在位置的各個小區(qū)間信號強度情況，通過收集和分析這些測量報告，我們就能夠得到網(wǎng)絡內(nèi)所有小區(qū)之間的信號干擾情況[5]。

圖2 ET電路拓撲圖

圖3 ET系統(tǒng)校準流程圖

（1）APT Tx Linearizer Sweep

APT線性sweep分兩步，一是full bias的sweep，二是調(diào)用APT char的sweep。full bias的TxAGC、VCC、ICQ都是調(diào)用QSC_Params里的參數(shù)，得到在full bias下RGI對應的功率值。

而APT sweep是調(diào)用APT char進行的sweep，通過功率查APT char的表，調(diào)用相應的bias，再測出功率，最后存到NV里，在online時會調(diào)用。

結(jié)果會存在 RFNV_LTE_〈band〉_TX_MULTI_LIN_V3_DATA_I里，用高通工具QRCT可以打開校準后的QCN，找到NV_MULTI_LIN，wave_type∶1代表xPT sweep，其中pa_state∶1是APT，pa_state∶2是ET，wave_type∶3代表full bias sweep。

（2）RGI DELTAMeasurements for ET

Delta sweep的目的是計算出兩個RGI的功率差，方法是讓PA工作在線性區(qū)，校準時使用低IQ gain，需要調(diào)用QSC_Params里 BiasList里最大的電壓 3300，IQC=32639，RGI sweep從42到60測試出此時PA的輸出功率存到NV_MULTI_LIN的RFNV_DATA_TX_LIN_TYPE_RSB里，pa_state=2 ，wave_type=3。

（3）Alignment Sweep

調(diào)用QSC_Params里的四組RGI/bias，RGI要求足夠大可以達到M-line的n-dB壓縮點，然后調(diào)用AMAM/AMPM table，F(xiàn)irmware繪制出四組RGI/bias的Vin/Vout曲線。

圖4 Alignment Sweep

（4）xPT Sweep 2

DPD將在sweep2生成，利用四組RGI/bias做IQ capture，F(xiàn)irmware將根據(jù)Exp_Pwrs期望功率重新選取RGI/bias，調(diào)用detrough table，找到Alignment sweep曲線里的n-dB壓縮點，M-Line就是m-points建立的（Vin，Vout，VCC）直線，每個RGI在M-Line上都有對應的點，M-Line的斜率會存到RFNV_DATA_TYPE_XPT_MLINE_RES_TYPE里，實網(wǎng)時會調(diào)用[6]。

（5）M-Line Power Measurements

調(diào)用 ET AMAM/AMPM和Sweep2的（detrough，VCC，RGI）測量ET的線性功率，這時會加入生成的DPD，測試出四組功率值，可以看到LTE B1的線性功率可以到達24.7dBm，可以滿足tx power的要求，一般在LTE滿RB的情況下，功率為22dBm，這時會調(diào)用最大的功率值對應的RGI/VCC，如果某些頻率點的功率達不到22dBm，可以通過調(diào)整校準的期望功率來達到目的。

5 ET的無源和有源調(diào)試

對于RF電路來說，一般阻抗控制是在50ohm的低阻抗，因為根據(jù)P=U2/R，低阻抗可以保證有較高的輸出功率，而射頻電路就是要有較高的輸出功率。

包絡跟蹤的射頻電路對于功率放大器的負載更加敏感，所以調(diào)試時要分級把每一部分的電路調(diào)試到50ohm。以LTE B1/B3調(diào)試為例，本設計采用QPA5461，四工器采用B39212M5001D310，天線開關(guān)采用SP14T QSW8574。

調(diào)試分三部分，Step1是從四工器公共端作為1端口到射頻連接器端口2的S參數(shù)，要把這段的S11/S22調(diào)到50ohm阻抗，此時的插損最小[7]。

Step2是從四工器的TX端口作為1端口到射頻連接器端口2的S參數(shù)，此時帶上四工器目的是把S11的圈調(diào)到最小，通過調(diào)試四公器輸出端并聯(lián)到地的電感來調(diào)節(jié)S11的收斂程度，實際中要對應四工器的datasheet推薦值附近做嘗試，保證最好的收斂性，這樣在有源測試射頻性能時各頻率點的性能不會相差太多。

Step3是從PA輸出端端口作為1端口到射頻連接器端口2的S參數(shù)，前面Step2調(diào)試完收斂后，這里是通過調(diào)試PA輸出的匹配到位置調(diào)到50ohm。

圖5 端口調(diào)試位置圖

圖6 PA輸出端到天線端口

有源調(diào)試是指帶電源的產(chǎn)品的調(diào)試（帶低噪聲放大器的雙工器、低噪聲放大器），有源調(diào)試首先是建立在無源調(diào)試基礎(chǔ)上的，主要就是加了有源部分，有源調(diào)試主要是利用測試工具和綜測儀（CMW500或者MT8821）做RF性能測試。

本設計采用高通平臺，所以調(diào)試時可用QRCT發(fā)射頻出調(diào)試的band的TX，可以通過綜測儀看到TX的性能，然后根據(jù)性能再優(yōu)化匹配或者校準參數(shù)，比方說壓縮點，電壓值，detrough table，還可以根據(jù)情況調(diào)試delay值，可以達到比較好的射頻性能。

6 ET的電源包絡分析

圖7 ET電源管理包絡圖

在做包絡跟蹤校準時會調(diào)用PA_Params的〈MLineMax-PaSupplyEt_table MLineMaxPaSupplyEt="4.2"/〉， 〈EtV-min_table EtVmin="1.4"/〉，這兩個電壓是ET包絡的最大電壓和電小電壓，校準后會重新生成四組RGI,VCC，PWR值，會存到NV里，然后信令會調(diào)用比期望功率大的一個功率對應的RGI，比方說期望功率想要發(fā)22dBm的功率，就會查找NV里比22dBm大的功率，如23dBm對應的RGI及VCC，然后通過IQ gain及ENV scale去回退，達到最后想要發(fā)的功率。圖7是ET在TX發(fā)送最大功率時的功率放大器電源管理芯片的包絡圖形，從圖中可以看到包絡的最大電平和最小電平和預先設置好的校準參數(shù)是對應的。

7 ET的效率分析

本小節(jié)將從功率放大器效率及信號質(zhì)量兩個角度來介紹性能衡量指標。

由于本論文主要是研究高效率放大器對LTE終端的影響，所以我們首先關(guān)注的還是放大器的效率。

根據(jù)能量守恒定律，直流電源提供給功放電路的總功率，一部分轉(zhuǎn)化為交變的信號輸出了，另一部分則消耗在功率放大器的各路電路元件上，因此，PA效率為輸出功率與總供電能量的比值。

圖8 ET/APT/FullBias下PA的耗電（左）及PA的效率（右）

如圖8所示在同一項目同一射頻匹配相同電源電壓條件下的，分別在Full bias mode，APT mode及ET mode下不同功率耗電的曲線。

圖ET/APT/FullBias下PA的耗電（左）及PA的效率（右）的測試結(jié)果，橫軸是輸出功率，縱軸是PAE。固定偏置表示沒有使用ET時，固定偏置情況下的測試，另外兩條曲線則表示使用ET和APT模式下的效率測試結(jié)果。可以看出瞬時PAE值隨輸出功率增加而增大，使用ET后，PAE有了顯著的提升。TDD系統(tǒng)的整體PAE比FDD要高，這是由于TDD輸出功率較高，效率更接近于最佳效率，但FDD系統(tǒng)使用ET后，PAE提升的比例更大。

考量信號線性度的指標是鄰信道抑制比，本測試的目的是為了驗證終端的發(fā)射功率不會干擾到相鄰信道。這種干擾的計算是通過鄰信道泄漏功率的比率來衡量的。鄰信道泄漏比有兩種要求，一種是LTE載波功率泄漏到臨近LTE載波的場景，另外一種是LTE載波功率泄漏到臨近WCDMA載波的場景，當終端以最大功率在E-UTRA載波發(fā)射的時候，我們會使用方波濾波器來計算泄漏到臨近LTE載波的功率，并且我們會使用3dB帶寬為3.84MHz的根升余弦濾波器(RRC Filter)來計算泄漏到臨近WCDMA載波的功率。

LTE B1在5M/10M/20M下，測試包括調(diào)制方式QPSK/16QAM，在Full RB和Partial RB下的RF性能，從前面標準看E-UTRA最差-38.4dBc，標準是-29.2dBc，有9dB的余量，一般要求7dB的余量就可以，可以看出在ET模式下，ACLR的性能并沒有惡化，可以保證足夠的余量。

最后我們通過誤差矢量幅度（EVM，Error Vector Magnitude）對功放的線性性能進行衡量。根據(jù)3GPP協(xié)議的定義可知，誤差矢量指經(jīng)過均衡之后的實測符號與理想符號之間的差值，用于衡量終端發(fā)射的有用信號的質(zhì)量。EVM則定義為平均誤差矢量功率和平均參考信號功率比值的均方根，用百分比表示。EVM一般是從星座圖中提取到的。在星座圖中，誤差矢量是指在給定時間實測的發(fā)射信號和理想的參考發(fā)射信號的矢量差。由于它反映的是調(diào)制質(zhì)量，所以它表征了非線性對調(diào)制信號帶內(nèi)的失真影響。

本測試用例包含了對PUSCH,PUCCH和PRACH這三種信號的EVM測量要求，本測試的目的為了驗證PUSCH信號在QPSK和16QAM兩種調(diào)制方式下，部分RB和滿RB配置下的發(fā)射信號質(zhì)量。本測試同樣測量了PUCCH信號和PRACH信號的信號質(zhì)量。

表1 EVM測量結(jié)果

為了驗證ET引入后對TDD雙工模式下的作用，下面我們分別從功率附加效率、PA能耗以及EVM這三個角度來測試分析TDD系統(tǒng)使用ET后的性能，并引入FDD進行對比。

對于QPSK和BPSK兩種調(diào)制方式，PUSCH的EVM和EVM DMRS不應超過17.5%，對于16QAM調(diào)制方式，PUSCH的EVM不應超過12.5%。PUCCH信道的EVM不應超過17.5%，PRACH信道的EVM不應超過17.5%。

8 結(jié)論

ET相對于固定偏置和APT模式，效率分別提高30%和20%，而不影響TX信號質(zhì)量，TDD系統(tǒng)的整體PAE比FDD要高，這是由于TDD輸出功率較高，效率更接近于最佳效率，但FDD系統(tǒng)使用ET后，PAE提升的比例更大。

[1]K．Ildu，W．Youngyun，K．Jangheon，et al．High-Efficiency Hybrid EER Transmitter Using Optimized Power Amplifier[J]．Microwave Theory and Techniques，IEEE Transactions on，2008，56(11)：2582-2593．

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[7]畢查德·拉扎維．射頻微電子[M]．北京：機械工業(yè)出版社，2011．

TheApplication and Realization of Envelope Tracking Technology in RF PowerAmplifier

Ma Hongyan
(Shanghai University,ShangHai 200444)

As the data volume of communication system increases,the peak ratio of communication system increases continually.Power amplifier is one of the most power-consumption devices in the terminal.Envelope Tracking can dynamically adjust the supply voltage in real time according to the envelope of input signal of power amplifier,improving the efficiency of power amplifier.Compared with other technologies,Envelope Tracking technology has high linearity,high efficiency,wide dynamic range.It is easy for implementation,and is suitable for systems with high PAPR.Therefore,it has broad prospect in application.

RF power amplifier;Envelope Tracking;power consumption

TN722.75

A

1008-6609(2017)10-0038-06

馬洪巖（1986-），男，黑龍江望奎人，本科，研究方向為無線通信。