劉丁浩，呂 晶，索龍龍，胡相譽(yù)

(解放軍理工大學(xué) 通信工程學(xué)院，南京 210007)(*通信作者電子郵箱532406236@qq.com)

載波跟蹤環(huán)路統(tǒng)計(jì)特性分析的欺騙檢測(cè)方法

劉丁浩*，呂 晶，索龍龍，胡相譽(yù)

(解放軍理工大學(xué) 通信工程學(xué)院，南京 210007)(*通信作者電子郵箱532406236@qq.com)

針對(duì)現(xiàn)階段大部分衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)跟蹤階段的欺騙檢測(cè)方法只能檢測(cè)單欺騙源發(fā)射的欺騙信號(hào)的問題，提出一種基于載波跟蹤環(huán)路統(tǒng)計(jì)特性分析的欺騙檢測(cè)方法。首先分析了跟蹤階段已有欺騙檢測(cè)方法的不足；其次，建立了接收機(jī)正常接收信號(hào)模型和欺騙信號(hào)入侵后接收信號(hào)模型，對(duì)真實(shí)信號(hào)與欺騙信號(hào)的復(fù)合信號(hào)的統(tǒng)計(jì)規(guī)律進(jìn)行了分析。理論分析表明，當(dāng)欺騙信號(hào)與真實(shí)信號(hào)存在頻差時(shí)，檢測(cè)算法能夠通過I路信號(hào)的幅度變化檢測(cè)出欺騙信號(hào)。仿真結(jié)果表明，在接收機(jī)能接收到的正常載噪比范圍內(nèi)(28 dB·Hz～50 dB·Hz)，在2%的虛警概率下能夠達(dá)到100%的檢測(cè)概率。算法能夠檢測(cè)多欺騙源發(fā)射的欺騙信號(hào)，且檢測(cè)性能比已有方法得到了提升(在載噪比相同的情況下，檢測(cè)性能提升約1 dB;在干信比相同的情況下，檢測(cè)性能提升約4 dB)。

全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng);欺騙檢測(cè);鎖相環(huán);統(tǒng)計(jì)特性

0 引言

全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(Global Navigation Satellite System, GNSS)能夠?yàn)橛脩籼峁└呔鹊娜蚨ㄎ弧?dǎo)航和授時(shí)服務(wù)，因而在軍用和民用領(lǐng)域都得到了廣泛的應(yīng)用，是軍事活動(dòng)和社會(huì)發(fā)展中不可或缺的基礎(chǔ)設(shè)施[1]。

衛(wèi)星導(dǎo)航系統(tǒng)一般采用高軌衛(wèi)星，衛(wèi)星距離地面大約20 000 km，導(dǎo)致地面接收機(jī)接收到的衛(wèi)星信號(hào)的功率很小，約為-160 dBW[2]。較低的信噪比使得到達(dá)接收機(jī)的衛(wèi)星信號(hào)容易受到諸多干擾，例如壓制式干擾、欺騙式干擾[3]。相對(duì)于壓制式干擾，欺騙式干擾不易被接收機(jī)用戶察覺，因此具有更大的危害[4]。文獻(xiàn)[5]指出，只要欺騙信號(hào)功率大于真實(shí)信號(hào)4 dB，一段時(shí)間之后，接收機(jī)就能夠跟蹤到欺騙信號(hào)。

隨著導(dǎo)航技術(shù)的廣泛應(yīng)用，針對(duì)導(dǎo)航系統(tǒng)的欺騙手段層出不窮。Todd等對(duì)欺騙技術(shù)進(jìn)行了分類。從欺騙信號(hào)發(fā)射角度而言，欺騙技術(shù)可分為單欺騙源發(fā)射技術(shù)和多欺騙源發(fā)射技術(shù)[6]。單欺騙源欺騙技術(shù)利用單個(gè)信號(hào)發(fā)射源進(jìn)行欺騙信號(hào)的發(fā)射，該欺騙源可以發(fā)射針對(duì)不同衛(wèi)星的欺騙信號(hào)；多欺騙源發(fā)射技術(shù)利用多個(gè)欺騙源進(jìn)行發(fā)射，每個(gè)欺騙源一般只發(fā)射針對(duì)某一顆衛(wèi)星的欺騙信號(hào)，不同欺騙源發(fā)射的衛(wèi)星欺騙信號(hào)一般不同。

近年來，國(guó)內(nèi)外的專家學(xué)者對(duì)衛(wèi)星導(dǎo)航信號(hào)欺騙檢測(cè)技術(shù)進(jìn)行了大量的研究，檢測(cè)方法主要分為兩類。一是基于信號(hào)特性的欺騙檢測(cè)技術(shù)。例如Kim等[7]提出的基于信號(hào)到達(dá)時(shí)間的欺騙檢測(cè)方法，Bitner等[8]提出的基于信號(hào)到達(dá)角的欺騙檢測(cè)方法，Dehghanian等[9]提出的基于C/N0檢測(cè)方法的監(jiān)測(cè)技術(shù)，針對(duì)特定的環(huán)境都有一定的作用。第二類是基于外部輔助的欺騙檢測(cè)技術(shù)。例如，Carson等[10]提出了一種雷達(dá)輔助的欺騙檢測(cè)方法。該類方法需要額外添加設(shè)備，對(duì)民用接收機(jī)而言費(fèi)用較為昂貴。所以，現(xiàn)階段欺騙檢測(cè)方法主要集中在第一類。

在接收機(jī)的跟蹤階段，載波環(huán)和碼環(huán)能夠輸出多普勒頻率、鑒相誤差、載波相位和碼相位等值，能夠根據(jù)碼相關(guān)峰的大小測(cè)量功率，為欺騙檢測(cè)提供了許多重要參數(shù)。因此第一類欺騙檢測(cè)技術(shù)中的跟蹤階段的欺騙檢測(cè)方法研究成為導(dǎo)航抗欺騙領(lǐng)域的一個(gè)重要課題。例如，Psiaki等[11]針對(duì)單欺騙源發(fā)射的欺騙技術(shù)提出了雙天線載波相位差值檢測(cè)方法。該技術(shù)利用鎖相環(huán)估計(jì)載波相位，當(dāng)兩個(gè)信號(hào)載波相位差小于設(shè)定的閾值時(shí)認(rèn)為該組信號(hào)來自同一方向，此時(shí)判定為接收機(jī)受到欺騙；當(dāng)來波方向各不相同時(shí)，判定未受到欺騙。該方法針對(duì)單欺騙源發(fā)射的欺騙信號(hào)有著良好的檢測(cè)效果，但是當(dāng)多個(gè)欺騙源發(fā)射欺騙信號(hào)時(shí)，該方法失效。Broumandan等[12]同樣針對(duì)單欺騙源發(fā)射的欺騙技術(shù)提出基于信號(hào)空間關(guān)系的欺騙信號(hào)檢測(cè)方法。該方法通過測(cè)量信號(hào)的多普勒頻率來判定接收機(jī)是否受到欺騙。同一發(fā)射源發(fā)射的不同信號(hào)經(jīng)過相同路徑進(jìn)入接收機(jī)，其幅度衰減以及多普勒變化規(guī)律是一致的。當(dāng)測(cè)定的多普勒頻率變化規(guī)律一致時(shí)，判定受到欺騙。該方法同樣不適應(yīng)于多欺騙源發(fā)射模式。趙陸文等[13]提出了一種基于載波跟蹤譜分析的檢測(cè)方法。該方法利用跟蹤環(huán)路鑒相器輸出信號(hào)的頻譜特性與環(huán)路中是否存在干擾信號(hào)密切相關(guān)的特性，通過對(duì)鑒相器輸出信號(hào)進(jìn)行譜分析，建立欺騙檢測(cè)模型，實(shí)現(xiàn)了欺騙信號(hào)檢測(cè)。此方法能夠較好地檢測(cè)單欺騙源和多欺騙源發(fā)射的欺騙信號(hào)。

本文提出了一種基于跟蹤環(huán)路統(tǒng)計(jì)特性分析的欺騙檢測(cè)方法。該方法能夠在單欺騙源和多欺騙源模式下，欺騙信號(hào)和真實(shí)信號(hào)頻率不一致時(shí)檢測(cè)出欺騙信號(hào)，并且檢測(cè)性能相較于文獻(xiàn)[13]得到了一定程度的提升。

1 系統(tǒng)模型

無論欺騙者采取何種發(fā)射方式，接收機(jī)接收到的都是不同衛(wèi)星發(fā)射的真實(shí)信號(hào)和欺騙源發(fā)射的欺騙信號(hào)疊加的復(fù)合信號(hào)。該復(fù)合信號(hào)通過接收機(jī)的捕獲模塊之后，與本地不同的偽隨機(jī)碼相關(guān)，依據(jù)碼分多址的原理，解擴(kuò)后的各個(gè)信號(hào)分別進(jìn)入不同的接收機(jī)通道，進(jìn)行跟蹤以及后續(xù)解算。當(dāng)針對(duì)某顆衛(wèi)星的欺騙信號(hào)與該衛(wèi)星發(fā)射的真實(shí)信號(hào)具有相同的偽隨機(jī)碼時(shí)，欺騙信號(hào)才會(huì)對(duì)真實(shí)信號(hào)的環(huán)路產(chǎn)生影響。因此在經(jīng)過捕獲模塊之后，接收機(jī)每個(gè)通道跟蹤到的實(shí)際上是某顆衛(wèi)星真實(shí)信號(hào)和欺騙信號(hào)的疊加信號(hào)。因此，不管是單欺騙源還是多欺騙源發(fā)射，只需分析接收機(jī)跟蹤的某個(gè)通道的信號(hào)即可代表其他接收通道的情況。

1.1 正常接收信號(hào)模型

鎖相環(huán)在導(dǎo)航接收機(jī)中用于載波跟蹤。圖1為接收機(jī)中鎖相環(huán)的結(jié)構(gòu)圖。首先，數(shù)字中頻信號(hào)進(jìn)入跟蹤環(huán)路，分別與本地載波的同相和正交支路相乘，下變頻到基帶，得到兩路信號(hào)(I路和Q路信號(hào))。將得到的兩路信號(hào)進(jìn)行一定時(shí)長(zhǎng)的預(yù)檢測(cè)積分(通常為1 ms或者其整數(shù)倍)，將積分后的數(shù)據(jù)進(jìn)行鑒相，經(jīng)環(huán)路濾波器后得到誤差信號(hào)對(duì)本地復(fù)現(xiàn)的信號(hào)的參數(shù)進(jìn)行修正。經(jīng)過不斷地迭代，最終接收機(jī)穩(wěn)定的跟蹤信號(hào)。

進(jìn)入跟蹤環(huán)路的中頻信號(hào)為：

SIF(t)=A(t)C(t)D(t)sin(ωIFt+θIF)+nIF

(1)

其中：A為信號(hào)幅度，C為偽隨機(jī)碼，D為數(shù)據(jù)，ωIF為中頻頻率，θIF為載波相位，nIF為均值為0、方差為σ2的高斯白噪聲。

當(dāng)本地碼與偽隨機(jī)碼完全對(duì)齊時(shí)，解擴(kuò)后的中頻信號(hào)為：

SIF(t)=A(t)D(t)sin(ωIFt+θIF)+nIF

(2)

nIF可用窄帶隨機(jī)過程表示為：

nIF=nc(t)cos(ωIFt+θIF)+ns(t)sin(ωIFt+θIF)

(3)

本地產(chǎn)生的兩路正交的載波信號(hào)可表示為：

SIL=sin(ωLt+θL)

(4)

SQL=cos(ωLt+θL)

(5)

其中：SIL為同相信號(hào)，SQL為正交信號(hào)，ωL為本地載波頻率，θL為本地載波相位。

圖1 鎖相環(huán)模型

將解擴(kuò)后的中頻信號(hào)與本地信號(hào)相乘，得到混頻信號(hào)εI和εQ:

εI=(A(t)D(t)cos((ωIF-ωL)t+θIF-θL))/2-

(A(t)D(t)cos((ωIF+ωL)t+θIF+θL))/2+

(nc(t)sin((ωIF-ωL)t+θIF-θL))/2+

(nc(t)sin((ωIF+ωL)t+θIF+θL))/2+

(ns(t)cos((ωIF-ωL)t+θIF-θL))/2-

(ns(t)cos((ωIF+ωL)t+θIF+θL))/2

(6)

εQ=(A(t)D(t)sin((ωIF-ωL)t+θIF-θL))/2+

(A(t)D(t)sin((ωIF+ωL)t+θIF+θL))/2+

(nc(t)cos((ωIF-ωL)t+θIF-θL))/2+

(nc(t)cos((ωIF+ωL)t+θIF+θL))/2+

(ns(t)sin((ωIF-ωL)t+θIF-θL))/2+

(ns(t)sin((ωIF+ωL)t+θIF+θL))/2

(7)

對(duì)混頻信號(hào)進(jìn)行積分，積分時(shí)長(zhǎng)設(shè)為T，假設(shè)在積分時(shí)間內(nèi)幅度和數(shù)據(jù)均不變，則積分后的信號(hào)為：

(8)

(9)

其中:φ=(ωIF-ωL)t+θIF-θL。NC與NS服從均值為零、方差為(σ2*T)/2的高斯分布。

當(dāng)只存在真實(shí)信號(hào)時(shí)，鎖相環(huán)能夠穩(wěn)定地跟蹤該信號(hào)，鑒相誤差φ趨向于0。因此，I路信號(hào)為積分后的數(shù)據(jù)和噪聲，Q路信號(hào)則只有噪聲。上面提到積分后的IQ支路噪聲均服從均值為0、方差為(σ2*T)/2的高斯分布，而在積分時(shí)間內(nèi)數(shù)據(jù)不會(huì)發(fā)生變化，因此I路信號(hào)服從均值為ADT/2、方差為(σ2*T)/2的高斯分布。I路與Q路標(biāo)準(zhǔn)差理論上相等。

1.2 欺騙信號(hào)入侵后的接收信號(hào)模型

當(dāng)欺騙信號(hào)進(jìn)入時(shí)，此時(shí)跟蹤環(huán)路跟蹤到的是欺騙信號(hào)與真實(shí)信號(hào)的復(fù)合信號(hào)。以下是對(duì)復(fù)合信號(hào)的IQ路分布的分析。

欺騙信號(hào)可以表示為：

SS(t)=AS(t)CS(t)DS(t)sin(ωSt+θS)

(10)

其中:AS為欺騙信號(hào)幅度，CS為欺騙信號(hào)偽隨機(jī)碼，DS為欺騙信號(hào)數(shù)據(jù)，ωS為欺騙信號(hào)中頻頻率，θS為欺騙信號(hào)載波相位。

復(fù)合信號(hào)為兩個(gè)信號(hào)的疊加：

S(t)=A(t)C(t)D(t)sin(ωIFt+θIF)+

AS(t)CS(t)DS(t)sin(ωSt+θS)+n(t)

(11)

假設(shè)欺騙信號(hào)和真實(shí)信號(hào)碼相位完全對(duì)齊，式(11)可簡(jiǎn)化為：

S(t)=C(t)D(t)(A(t)sin(ωIFt+θIF)+

AS(t)sin(ωSt+θS))+n(t)

(12)

經(jīng)過化簡(jiǎn)，得出式(13)：

S(t)=C(t)D(t)AM(t)cos(ωIFt+θM)+n(t)

(13)

假設(shè)AM(t)在積分時(shí)間內(nèi)不變，則解擴(kuò)、混頻和積分之后的信號(hào)為：

(14)

(15)

其中：φM為復(fù)合信號(hào)與本地信號(hào)相位誤差。

以上分析的都是理想情況，實(shí)際衛(wèi)星信號(hào)的頻率由于多普勒等因素的影響不是固定值，因此需要設(shè)置初始頻偏以及頻率變化率。為了不失一般性，假定頻率變化率按照正弦規(guī)律變化[12]。

此時(shí)復(fù)合信號(hào)為：

ωIFt+ωint2t+θS)+n(t)

(16)

式(13)中AM(t)和φM可以寫為：

AM(t)=

1.3 欺騙檢測(cè)方法

由于鎖相環(huán)能夠跟蹤信號(hào)并且實(shí)時(shí)估計(jì)出信號(hào)的頻率與相位，因此φM趨向于0。由式(8)和(9)可知，在不存在欺騙信號(hào)時(shí)，由于衛(wèi)星到達(dá)接收機(jī)的功率比較穩(wěn)定，在一定時(shí)間內(nèi)該支路的方差由噪聲決定，所以I支路信號(hào)服從均值為ADT/2、方差為(σ2*T)/2的高斯分布；Q支路只有噪聲，所以該支路服從均值為0、方差為(σ2*T)/2的高斯分布。加入欺騙信號(hào)之后，載波頻率的細(xì)微差異會(huì)造成合成信號(hào)幅度AM(t)的振蕩：當(dāng)Δωt+Δωintt+Δf+Δθ為一常數(shù)時(shí)，AM(t)在較短時(shí)間內(nèi)不會(huì)變化；當(dāng)Δωt+Δωintt+Δf+Δθ波動(dòng)時(shí)， I支路信號(hào)不服從均值為ADT/2、方差為(σ2*T)/2的高斯分布，而Q支路由于鑒相誤差φM趨于零，幅度變化對(duì)該支路統(tǒng)計(jì)分布影響甚微，所以Q支路依然服從高斯分布。

根據(jù)上述分析，可以得出結(jié)論，欺騙信號(hào)的加入會(huì)導(dǎo)致跟蹤環(huán)路中的I支路統(tǒng)計(jì)規(guī)律發(fā)生變化，進(jìn)而導(dǎo)致I和Q支路積分值的分布統(tǒng)計(jì)值不相等。本文依據(jù)此原理鑒別接收機(jī)是否受到欺騙。

式(14)(15)可以簡(jiǎn)化為：

SIC(t)=(AM(t)DT+NS)/2

(17)

SQC(t)=Nc/2

(18)

分別對(duì)式(17)和(18)的積分值求統(tǒng)計(jì)分布，統(tǒng)計(jì)一段時(shí)間內(nèi)多個(gè)積分值的分布。如式(19)和式(20)所示：

(19)

(20)

其中:Ii和Qi為I路和Q路積分值，N為該段時(shí)間內(nèi)積分值個(gè)數(shù)，mI和mQ分別為I路與Q路積分值在該段時(shí)間內(nèi)的平均值，然后進(jìn)行式(19)和式(20)的計(jì)算，得到兩路的分布統(tǒng)計(jì)值I_std和Q_std。利用式(21)進(jìn)行判決：

(21)

其中1-γ和1+γ為閾值。當(dāng)式(21)成立時(shí)，判定接收機(jī)未受到欺騙，反之則受到欺騙。

流程如圖2所示。

圖2 欺騙檢測(cè)方法流程

2 仿真驗(yàn)證

2.1 仿真參數(shù)設(shè)置

本次仿真使用已調(diào)制數(shù)據(jù)的鎖相環(huán)，使用科斯塔斯環(huán)(Costas)中的atan鑒相方式。仿真環(huán)境為Matlab。由于由衛(wèi)星帶來的頻率變化率不超過0.93 Hz/s，對(duì)于低動(dòng)態(tài)用戶，假設(shè)其頻率變化率為2 Hz/s，則接收信號(hào)的載波頻率相對(duì)于本振的變化率大致為3 Hz/s。

具體參數(shù)設(shè)置如表1。

表1 仿真參數(shù)設(shè)置

2.2 仿真結(jié)果分析

使用Matlab工具對(duì)所提方法進(jìn)行仿真。由于式(8)中的φ在0附近波動(dòng)，所以I與Q路的積分值的標(biāo)準(zhǔn)差并不是嚴(yán)格意義上相等。文獻(xiàn)[1]中指出，室外接收導(dǎo)航信號(hào)的載噪比一般為35 dB·Hz～55 dB·Hz，大于40 dB·Hz的視為強(qiáng)信號(hào)，小于28 dB·Hz的視為弱信號(hào)。根據(jù)實(shí)際情況，本文仿真載噪比范圍確定為20 dB·Hz～60 dB·Hz。圖3為虛警概率與載噪比和門限的關(guān)系，載噪比在26 dB·Hz以上時(shí)，0.1～0.2的閾值虛警概率極??；經(jīng)過實(shí)驗(yàn)數(shù)據(jù)分析，最終確定閾值為(1±0.1)。

圖3 虛警概率與載噪比和門限的關(guān)系

在信號(hào)載噪比處于正常情況時(shí)(28 dB·Hz～50 dB·Hz)，固定載噪比，理論上檢測(cè)概率隨干信比的增大而增大。在欺騙信號(hào)與真實(shí)信號(hào)的干信比在接收機(jī)不易察覺的范圍內(nèi)(-10 dB～10 dB)，固定干信比，理論上檢測(cè)概率隨載噪比的增加而增加。圖4為不同載噪比、不同干信比條件下的仿真結(jié)果。仿真條件設(shè)置為：載噪比在22 dB·Hz～30 dB·Hz，干信比在-3 dB～7 dB。進(jìn)行1 000次蒙特卡洛仿真。仿真結(jié)果表明，檢測(cè)概率隨信噪比和載噪比的增大而提高。

圖4 檢測(cè)概率與載噪比和干信比的關(guān)系

虛警概率指沒有欺騙信號(hào)判定為存在欺騙信號(hào)。當(dāng)不存在欺騙信號(hào)時(shí)，虛警概率在正常載噪比范圍內(nèi)(28 dB·Hz～50 dB·Hz)隨載噪比的增大而減小。載噪比在28 dB·Hz以上時(shí)，在2%的虛警概率下能夠獲得100%的檢測(cè)概率。仿真結(jié)果如圖5。仿真條件設(shè)置為：載噪比在3 dB·Hz～73 dB·Hz。進(jìn)行1 000次蒙特卡洛仿真。在載噪比超過正常接收范圍并且繼續(xù)增大時(shí)，虛警概率呈現(xiàn)上升的態(tài)勢(shì)。過高的信噪比使噪聲對(duì)I、Q支路的統(tǒng)計(jì)特性影響甚微，兩支路將受到信號(hào)本身的波動(dòng)的影響，不服從噪聲的統(tǒng)計(jì)特性，從而增大虛警概率。

圖5 虛警概率隨載噪比變化的趨勢(shì)

圖6和圖7為本文所提方法與文獻(xiàn)[13]中方法的比較。結(jié)果表明，在固定載噪比(24 dB·Hz)的情況下，隨著干信比的增大，檢測(cè)概率增大，本文所提方法檢測(cè)性能優(yōu)于文獻(xiàn)[13]所提方法；在固定干信比(-2 dB)的情況下，隨著載噪比的增大，檢測(cè)概率增大，本文所提方法的檢測(cè)性能亦優(yōu)于文獻(xiàn)[13]方法。

圖6 兩種方法的檢測(cè)概率隨干信比的變化

圖7 兩種方法的檢測(cè)概率隨載噪比的變化

3 結(jié)語(yǔ)

本文通過研究載波跟蹤環(huán)路I、Q路積分值的統(tǒng)計(jì)特性，提出一種基于跟蹤環(huán)路統(tǒng)計(jì)特性分析的檢測(cè)方法。該方法在室外正常接收載噪比范圍內(nèi)(28 dB·Hz～50 dB·Hz)可以有效地檢測(cè)欺騙信號(hào)；并且與已有方法相比較，本文所提方法的檢測(cè)性能有了一定程度的提升。

但是該方法也存在一定的不足。首先，文章只是在載波層面進(jìn)行分析，假設(shè)碼已經(jīng)完全對(duì)齊，在實(shí)際接收機(jī)中碼和載波是相互耦合的，碼的對(duì)齊程度也在一定程度上會(huì)對(duì)信號(hào)的功率產(chǎn)生影響；其次，本方法適應(yīng)于載波頻率不同時(shí)的欺騙檢測(cè)，當(dāng)欺騙信號(hào)與真實(shí)信號(hào)同頻同相時(shí)，無法檢測(cè)是否存在欺騙；最后，該方法的提出建立在沒有多徑的基礎(chǔ)上，現(xiàn)實(shí)環(huán)境中，多徑會(huì)增大虛警概率。

References)

[1] 相飛.衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)干擾及多徑抑制方法研究 [D].西安：西安電子科技大學(xué),2013:1-2.(XIANG F. Interference suppression and multipath mitigation methods for GNSS receivers[D]. Xi’an: Xidian University, 2013: 1-2.)

[2] 謝鋼.GPS原理與接收機(jī)設(shè)計(jì)[M].北京：電子工業(yè)出版社，2009:241-251.(XIE G. GPS Principle and Receiver Design [M]. Beijing: Publishing House of Electronics Industry, 2009: 241-251.)

[3] 胡源.導(dǎo)航戰(zhàn)中的GPS干擾研究[J].空間電子技術(shù),2009, 6(4): 48-52.(HU Y. Research of GPS jamming in navigation warfare [J]. Space Electronic Technology, 2009, 6(4): 48-52.)

[4] LEDVINA B M, BENCZE W J, GALUSHA B, et al. An in-line anti-spoofing device for legacy civil GPS receivers [C]// Proceedings of the 2010 International Technical Meeting of the Institute of Navigation. Manassas, VA: The Institute of Navigation, 2010: 698-712.

[5] 黃龍,呂志成,王飛雪.針對(duì)衛(wèi)星導(dǎo)航接收機(jī)的欺騙干擾研究[J].宇航學(xué)報(bào),2012,33(7):884-890.(HUANG L, LYU Z C , WANG F X. Spoofing pattern research on GNSS receivers [J]. Journal of Astronautics, 2012, 33(7): 884-890.)

[6] HUMPHREYS T E, LEDVINA B M, PSIAKI M L, et al. Assessing the spoofing threat : development of a portable GPS civilian spoofer [C]// Proceedings of the 21st International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation. Manassas, VA: The Institute of Navigation, 2008: 2314-2325.

[7] KIM T H, SIN C S, LEE S. Analysis of effect of spoofing signal in GPS receiver [C]// Proceedings of the 2012 12th International Conference on Control, Automation and Systems. Piscataway, NJ: IEEE, 2012: 2083-2087.

[8] BITNER T, PRESTON S, BEVLY D. Multipath and spoofing detection using angle of arrival in a multi-antenna system [C]// Proceedings of the 2015 International Technical Meeting of the Institute of Navigation. Manassas, VA: The Institute of Navigation, 2015: 822-832.

[9] DEHGHANIAN V, NIELSEN J, LACHAPELLE G. GNSS spoofing detection based on receiver C/N0 estimates [C]// Proceedings of the 25th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation. Manassas, VA: The Institute of Navigation, 2012: 2878-2884.

[10] CARSON N, BEVLY D. A robust method for spoofing prevention and position recovery in attacks against networked GPS receivers [C]// Proceedings of the 2015 International Technical Meeting of the Institute of Navigation. Manassas, VA: The Institute of Navigation, 2015:623-632.

[11] PSIAKI M L, O’HANLON B W, POWELL S P, et al. GNSS spoofing detection using two-antenna differential carrier phase [C]// Proceedings of the 27th International Technical Meeting of the Satellite Division of the Institute of Navigation. Manassas, VA: The Institute of Navigation, 2014: 2776-2800.

[12] BROUMANDAN A, JAFARNIA-JAHROMI A, DEHGHANIAN V, et al. GNSS spoofing detection in handheld receivers based on signal spatial correlation [C]// Proceedings of the 2012 IEEE/ION Position Location and Navigation Symposium. Piscataway, NJ: IEEE, 2010: 479-487.

[13] 趙陸文,繆志敏,張北江,等.一種新的衛(wèi)星導(dǎo)航跟蹤段欺騙攻擊檢測(cè)方法[J].宇航學(xué)報(bào),2015,36(10):1172-1177.(ZHAO L W, MIAO Z M, ZHANG B J, et al. A novel spoofing attack detection method in satellite navigation tracking phase [J]. Journal of Astronautics, 2015, 36(10): 1172-1177.)

Spoofingdetectionmethodofcarriertrackingloopstatisticalpropertyanalysis

LIU Dinghao*, LYU Jing, SUO Longlong, HU Xiangyu

(CollegeofCommunicationEngineering,PLAUniversityofScienceandTechnology,NanjingJiangsu210007,China)

Since most of the spoofing detection methods working in the satellite navigation receiver tracking phase can only detect one spoofing signal transmitted from single source, a novel spoofing detection method based on the statistical property analysis of carrier tracking loop was proposed. Firstly, the shortcomings of the existing spoofing detection methods were analyzed. Secondly, the

signal model under the spoofing attack environment was established and the statistical character of the complex signal which composites the real and spoofing signals was analyzed. Theoretical analysis shows that when the frequencies of the spoof signal and real signal are different, the novel algorithm can detect the spoofing signal since the I-branch signal’s amplitude is not stable. The simulation results show that the proposed method can achieve 100% detection probability under 2% false alarm probability when the carrier-to-noise ratio of the received signal in the normal range (28 dB·Hz to 50 dB·Hz). By using the proposed algorithm , the spoofing signals transmitted from different sources can be detected, and the performance is greatly improved compared with the existing methods (about 1 dB under the same carrier-to-noise ratio, and about 4 dB under the same interference-to-signal ratio).

Global Navigation Satellite System (GNSS); spoofing detection; phase lock loop; statistical property

2017- 03- 20;

2017- 06- 05。

國(guó)家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目(61601511)。

劉丁浩(1992—)，男，山東青島人，碩士研究生，主要研究方向：衛(wèi)星導(dǎo)航抗欺騙技術(shù)； 呂晶(1965—)，男，天津人，教授，碩士，主要研究方向：衛(wèi)星通信、衛(wèi)星導(dǎo)航； 索龍龍(1989—)，男，陜西寶雞人，博士研究生，主要研究方向：衛(wèi)星導(dǎo)航、衛(wèi)星通信； 胡相譽(yù)(1989—)，男，山東濟(jì)南人，碩士研究生，主要研究方向：衛(wèi)星導(dǎo)航。

1001- 9081(2017)09- 2507- 05

10.11772/j.issn.1001- 9081.2017.09.2507

TN967.1

A

This work is partially supported by the National Natural Science Foundation of China (61601511).

LIUDinghao, born in 1992, M.S. candidate. His research interests include anti-spoofing technology of satellite navigation.

LYUJing, born in 1965, M. S., professor. His research interests include satellite communication, satellite navigation.

SUOLonglong, born in 1989, Ph. D. candidate. His research interests include satellite navigation, satellite navigation.

HUXiangyu, born in 1989, M.S. candidate. His research interests include satellite navigation.