中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第二十九研究所 侯智鵬 賴劍平 練 平

寬帶數(shù)字接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展方法研究

中國(guó)電子科技集團(tuán)公司第二十九研究所 侯智鵬 賴劍平 練 平

寬帶數(shù)字接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍目前是制約系統(tǒng)能力的關(guān)鍵指標(biāo)，本文首先分析了影響寬帶數(shù)字接收機(jī)動(dòng)態(tài)的四個(gè)因素，然后針對(duì)每一個(gè)因素提出了針對(duì)性的解決方案和思路。最后進(jìn)行了小結(jié)。

寬帶數(shù)字接收機(jī)；動(dòng)態(tài)范圍；并行采集；對(duì)數(shù)壓縮；雜散抑制

1.現(xiàn)狀分析

1.1 1dB壓縮點(diǎn)不匹配

從動(dòng)態(tài)范圍的上限來看，在目前的電子接收系統(tǒng)中，ADC前射頻通道的輸出1dB壓縮點(diǎn)可達(dá)到10dBm～15dBm以上，如果末級(jí)采用一些驅(qū)動(dòng)放大器或中功率放大器，其輸出1dB壓縮點(diǎn)可達(dá)20dBm左右。以某高速模數(shù)變換器為例，其最大線性輸入電壓為870mVP-P，換算為功率僅為2.8dBm左右，這樣就損失了10dB以上的射頻動(dòng)態(tài)能力。

1.2 射頻雜散大

從動(dòng)態(tài)范圍的下限來看，射頻信號(hào)經(jīng)過放大、混頻等非線性處理后，常常會(huì)引入交調(diào)、雜散等非預(yù)期信號(hào)，多信號(hào)條件下還會(huì)產(chǎn)生互調(diào)信號(hào)，當(dāng)這些信號(hào)的幅度超過ADC的最小可檢測(cè)信號(hào)時(shí)，就會(huì)使系統(tǒng)產(chǎn)生虛警。同時(shí)，由于在數(shù)字處理上采用了匹配處理算法，可以使系統(tǒng)可檢測(cè)的信號(hào)下限進(jìn)一步降低，這就對(duì)射頻通道的雜散、交調(diào)、互調(diào)等性能提出了更高的要求，而射頻通道的雜散、交調(diào)、互調(diào)等性能又在很大程度上受到器件性能的限制。

1.3 射頻通道波動(dòng)大

對(duì)寬帶數(shù)字接收機(jī)而言，由于射頻放大器、濾波器等器件的特性，很難在不同的頻率上有相同的幅度響應(yīng)特性。不同頻率具有不同的增益和插損，這就導(dǎo)致了在射頻上會(huì)存在射頻波動(dòng)和中頻帶內(nèi)波動(dòng)兩個(gè)影響動(dòng)態(tài)的因素。射頻波動(dòng)是指整個(gè)射頻頻段的增益平坦度，這部分可以通過增益校正進(jìn)行一定的調(diào)整，減少對(duì)動(dòng)態(tài)的影響。中頻帶內(nèi)波動(dòng)是指在中頻輸出帶內(nèi)的增益平坦度，如果數(shù)字處理在中頻帶內(nèi)采用相同的檢測(cè)門限，就會(huì)導(dǎo)致動(dòng)態(tài)上會(huì)損失4dB～5dB。

1.4 ADC高頻響應(yīng)特性差

圖1在射頻鏈路的最后一個(gè)環(huán)節(jié)，ADC的頻響特性一定程度上限制了系統(tǒng)動(dòng)態(tài)。目前的接收體制下，由于倍頻程內(nèi)信號(hào)諧波不易抑制，接收機(jī)一般采用變頻通道將信號(hào)置于第二奈奎斯特區(qū)進(jìn)行中頻采樣。而ADC頻響的固有特性決定了其高頻動(dòng)態(tài)指標(biāo)低于第一奈奎斯特區(qū)域，直接表現(xiàn)為ADC的無雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)降低。

2.解決途徑析

針對(duì)以上的問題，下面提出幾種擴(kuò)展接收機(jī)動(dòng)態(tài)的想法，并進(jìn)行論述。

2.1 1dB壓縮點(diǎn)不匹配解決方法

2．2．1 并行采集結(jié)構(gòu)

由于高速ADC的特性決定了最大的線性輸入功率，因此，可以增加一路ADC進(jìn)行同時(shí)采集，使其匹配射頻部分的最大線性輸出功率。

我們知道，ADC的一位有效位對(duì)應(yīng)了約6dB的動(dòng)態(tài)，因此我們可以設(shè)計(jì)并行ADC的處理方法如下圖所示。

圖1 并行ADC擴(kuò)展動(dòng)態(tài)

假設(shè)ADC具有8位有效位，最大接收線性接收功率為3dBm，模擬部分可以獲得的最大輸出P-1大于25dBm。由上圖方式即可實(shí)現(xiàn)3位有效位的擴(kuò)展，可以獲得18dB的動(dòng)態(tài)擴(kuò)展。

2．1．2 中頻對(duì)數(shù)壓縮方法

從傳統(tǒng)模擬電子接收機(jī)普遍應(yīng)用視頻對(duì)數(shù)放大器擴(kuò)展動(dòng)態(tài)，引申到數(shù)字電子接收機(jī)是否可以采用射頻對(duì)數(shù)放大器（真對(duì)數(shù)放大器）進(jìn)行動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展，是電子接收系統(tǒng)值得研究的一個(gè)問題。

理論上，通過反對(duì)數(shù)變換，可以消除由對(duì)數(shù)壓縮帶來的非線性互調(diào)產(chǎn)物。但工程應(yīng)用中，由于AD采集前需要有抗混疊濾波器，將會(huì)濾除由于部分對(duì)數(shù)壓縮引入的互調(diào)及諧波產(chǎn)物，加上噪聲等引入的影響，再進(jìn)行反對(duì)數(shù)變換后就不能消除其非線性互調(diào)產(chǎn)物。

為解決這一問題，可將對(duì)數(shù)放大器放在抗混疊帶通濾波之后，對(duì)中頻信號(hào)進(jìn)行瞬時(shí)對(duì)數(shù)壓縮后，進(jìn)行AD量化，然后在數(shù)字處理器（如FPGA）中再進(jìn)行反對(duì)數(shù)變換，這樣可以擴(kuò)大鏈路動(dòng)態(tài)的上限。

2．1．3 平行放大結(jié)構(gòu)

經(jīng)過平行放大結(jié)構(gòu)器接收后，信號(hào)的總動(dòng)態(tài)范圍達(dá)到了（N-1）△(單位dB)，增加平行放大器通道數(shù)，可進(jìn)一步增加動(dòng)態(tài)范圍。

在每一個(gè)通路里，都有一個(gè)誤差補(bǔ)償結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)利用放大器的失真誤差來增加系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)范圍。G1=(N-1)△,G2=△?？赏瞥?，當(dāng)輸入信號(hào)通過放大器G1，并使放大器G1飽和時(shí)，輸入信號(hào)的動(dòng)態(tài)范圍得到改善，動(dòng)態(tài)范圍的擴(kuò)大值為：

20log（（G1+G2）/G2）=20logN (dB)

當(dāng)N=1、2、3、4時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍分別擴(kuò)大了0dB、6.02dB、9.54dB、12.04dB。

誤差補(bǔ)償結(jié)構(gòu)起作用時(shí)（即放大器G1飽和時(shí)），總的動(dòng)態(tài)范圍的改善值為通道數(shù)擴(kuò)展的動(dòng)態(tài)范圍與誤差補(bǔ)償結(jié)構(gòu)擴(kuò)展的動(dòng)態(tài)范圍之和。當(dāng)△=6dB時(shí)，動(dòng)態(tài)范圍的擴(kuò)展情況如表1所示。

表1 動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)大值與信道數(shù)的關(guān)系

此種方法利用增益滿足一定關(guān)系的多路放大器對(duì)同一信號(hào)進(jìn)行放大，同時(shí)引入誤差補(bǔ)償結(jié)構(gòu)對(duì)增益較大的支路引入的非線性產(chǎn)物進(jìn)行消除，從而達(dá)到擴(kuò)展動(dòng)態(tài)的效果。

2．1．4 AGC

自動(dòng)增益控制系統(tǒng)AGC，是一種自動(dòng)幅度調(diào)節(jié)系統(tǒng)，當(dāng)輸入信號(hào)幅度在很大范圍變化時(shí)，嚴(yán)格的控制放大器的增益，使其輸出信號(hào)的幅度保持不變或只有很小的變化。AGC系統(tǒng)能夠有效地防止接收機(jī)飽和或過載，保證其具有足夠的輸入動(dòng)態(tài)范圍。但由于其多采用負(fù)反饋控制原理，在一定的情況下可能會(huì)產(chǎn)生自激，且對(duì)輸入信號(hào)的響應(yīng)需要一定的建立時(shí)間。AGC廣泛應(yīng)用于雷達(dá)、通信等單目標(biāo)對(duì)象或近連續(xù)信號(hào)的接收鏈路中，但在高度隨機(jī)、非配合、多目標(biāo)、多脈沖對(duì)象的情況下，使用受到了限制。以下的一種正反饋AGC結(jié)構(gòu)，在一定的使用條件下可以使用。

此方法中，利用對(duì)數(shù)檢波視頻放大器的檢波輸出控制可變?cè)鲆娴膲嚎胤糯笃鳎蛊涔ぷ髟谄渚€性區(qū)，基本不產(chǎn)生交調(diào)等非線性產(chǎn)物，從而保證其頻率、相位信息不失真。同時(shí)，對(duì)數(shù)檢波視頻放大的輸出則通過視頻AD采集，以獲得其幅度信息。然后，再在FPGA中進(jìn)行融合處理，獲得完整的對(duì)象信息，其整個(gè)動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)展為對(duì)數(shù)檢波視頻放大器的動(dòng)態(tài)范圍（通?？蛇_(dá)70dB）。

但此種方法的局限性在于：

1）對(duì)同時(shí)到達(dá)的大小信號(hào)及在連續(xù)波背景下的小脈沖號(hào)適應(yīng)性較差，會(huì)損失小信號(hào)的靈敏度。

2）對(duì)高密度復(fù)雜信號(hào)環(huán)境，需要壓控放大器有很高的響應(yīng)速度及控制精度。

2.2 射頻雜散大解決方法

2．2．1 數(shù)字處理抑制方法

數(shù)字處理抑制方法可以在數(shù)字上采用多種算法對(duì)雜散信號(hào)進(jìn)行抑制，MIT林肯實(shí)驗(yàn)室采用非線性均衡技術(shù)實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)20dB的擴(kuò)展。如圖2所示。

圖2 非線性均衡技術(shù)

2．2．2 射頻雜散抑制方法

射頻抑制主要通過變頻方案選擇控制交調(diào)在帶外，控制頻率源雜散，合理設(shè)置鏈路增益使工作不進(jìn)入非線性區(qū)等手段從源頭上控制雜散的產(chǎn)生。

在雜散產(chǎn)生后，可以使用一些對(duì)消的方法消除雜散。美國(guó)專利US2009/0286499 A1描述了一種高動(dòng)態(tài)范圍接收機(jī)，采用了延遲抵消干擾的方法如圖3所示，可以有效的抑制目標(biāo)干擾信號(hào)，提高接收機(jī)的動(dòng)態(tài)范圍。

圖3 US2009/0286499 A1的延遲抵消干擾方法

2．2．3 光子射頻變頻

光子射頻變頻技術(shù)主要利用光電探測(cè)器的平方率檢波特性，完成射頻和本振光信號(hào)之間的混頻，通過光子濾波器濾除電光調(diào)制器的非線性效應(yīng)，從而實(shí)現(xiàn)高交調(diào)抑制的光子射頻變頻。

國(guó)外已經(jīng)開展了光子射頻變頻技術(shù)的研究，并取得了初步的成果，其中以DARPA資助的Chaser項(xiàng)目為例，其目的是基于微波光子變頻技術(shù)開發(fā)和演示一種高靈敏度、超寬帶、大動(dòng)態(tài)的接收系統(tǒng)。該項(xiàng)目由ITT和OEwave合作共享數(shù)據(jù)和信息以達(dá)到項(xiàng)目的最終要求。其技術(shù)對(duì)比如表2所示。

表2 Chaser項(xiàng)目預(yù)期性能與目前典型產(chǎn)品對(duì)比

由表2可以看到，該項(xiàng)目在工作頻率，工作帶寬，噪聲系數(shù)、體積、功耗等各指標(biāo)上比現(xiàn)有典型接收機(jī)都有較大提升，特別是在瞬時(shí)帶寬、動(dòng)態(tài)上有質(zhì)的飛躍。

要實(shí)現(xiàn)大動(dòng)態(tài)的光子射頻變頻，需要提高變頻的交調(diào)抑制和輸入1dB壓縮點(diǎn)。

光子射頻變頻的交調(diào)分量主要來自于射頻、本振信號(hào)調(diào)制到光載波過程中，由調(diào)制器引入的非線性效應(yīng)。

所以要提高光子射頻變頻的交調(diào)抑制，需要濾除在調(diào)制過程中產(chǎn)生的諧波分量。

要提高光子射頻變頻鏈路的輸入1dB壓縮點(diǎn)，可以從提高光電轉(zhuǎn)換效率、降低光鏈路噪聲方面入手，光鏈路的噪聲降低了，其射頻前端增益就可以適當(dāng)降低，從而可以提高鏈路的輸入1dB壓縮點(diǎn)。

從上述兩方面入手，利用光子濾波器將調(diào)制過程中產(chǎn)生的諧波分量濾除；通過相干探測(cè)技術(shù)，降低光鏈路的噪聲系數(shù)，提高光電轉(zhuǎn)換效率，從而降低匹配射頻前端增益，提高鏈路的輸入1dB壓縮點(diǎn)。

該變頻方式將本振信號(hào)調(diào)制到光載波上，通過光子濾波后，只選擇出本振的一階高邊帶，然后再經(jīng)過調(diào)制器將射頻信號(hào)調(diào)制到本振的一階高邊帶上，通過光子濾波選擇所需的射頻和本振調(diào)制信，由功分器實(shí)現(xiàn)相干探測(cè)，在光電探測(cè)器中完成兩個(gè)信號(hào)的拍頻，實(shí)現(xiàn)變頻，最終通過中頻濾波器濾出中頻信號(hào)。

理論上該鏈路將只能產(chǎn)生f0+（f0+fL-fR）和f0-（f0+fL-fR）；最終將得到2f0+fL-fR和fL-fR的頻率信號(hào)，前一個(gè)分量由于含有光載波頻率，在光電探測(cè)器的輸出將不會(huì)有響應(yīng)，所以光電探測(cè)器的輸出分量將僅有需要的中頻fL-fR信號(hào)，如果把光電探測(cè)器的非線性特性考慮進(jìn)去，其奇次分量由于含有光載波頻率，所以將不會(huì)有輸出響應(yīng)；其偶次分量將為2n（fL-fR），如果按照中頻6GHz～10GHz考慮，其偶次分量已經(jīng)在中頻帶寬之外，完全可以被中頻濾波器濾除；以上分析得出，最終中頻帶內(nèi)將僅有fL-fR信號(hào)，無其他交調(diào)分量。

其中的關(guān)鍵部分是單邊帶調(diào)制器和光子濾波器。單邊帶調(diào)制器的主要作用是將本振信號(hào)調(diào)制到光載波上，不產(chǎn)生其他邊帶分量，該調(diào)制器的性能將直接影響微波光子變頻鏈路的交調(diào)抑制；光子濾波器主要濾出所選工作射頻之外的其他頻段分量，影響變頻鏈路的雜散抑制。

2.3 射頻通道波動(dòng)大解決方法

2．3．1 射頻波動(dòng)控制

帶內(nèi)波動(dòng)主要取決于射頻鏈路的各級(jí)組成部分的帶內(nèi)波動(dòng)和駐波（尤其是窄帶濾波器）。寬帶放大器芯片和濾波器本身也在帶內(nèi)各頻段具有不同的增益和插損，會(huì)引起帶內(nèi)波動(dòng)，如果各級(jí)組成電路的匹配沒有做好，就會(huì)引起射頻信號(hào)的反射，又會(huì)進(jìn)一步導(dǎo)致帶內(nèi)波動(dòng)的惡化。因此，射頻上解決帶內(nèi)波動(dòng)可以通過增加必要的匹配電路，調(diào)節(jié)各級(jí)之間的匹配，減小波動(dòng)的幅值。

2．3．2 數(shù)字靈活門限

由于射頻波動(dòng)是不可避免的，因此數(shù)字上簡(jiǎn)單的帶內(nèi)單一檢測(cè)門限對(duì)動(dòng)態(tài)是不利的。可以考慮在數(shù)字上采用靈活的門限設(shè)置，這個(gè)門限的趨勢(shì)和射頻的波動(dòng)一致。這就可以使整個(gè)帶內(nèi)的動(dòng)態(tài)保持一致，最大化的利用現(xiàn)有的數(shù)字動(dòng)態(tài)能力。工程上可通過輸入校正信號(hào)獲取帶內(nèi)波動(dòng)具體分布圖形。

2.4 ADC高頻響應(yīng)特性差解決方法

S/H+ADC二次采樣結(jié)構(gòu)：

針對(duì)ADC高頻頻響特性較差的固有特性，通過采樣保持(S/ H)+ADC的二次采樣方式，可以利用S/H從頻域上頻譜搬移的特點(diǎn)，使ADC的輸入信號(hào)頻率等效于DC ～ fs/ 2區(qū)間，頻率響應(yīng)得到改善，從而提高動(dòng)態(tài)性能。下圖給出了S/H+ADC二次采樣結(jié)構(gòu)。

圖4 S/H+ADC二次采樣結(jié)構(gòu)

由于S/H芯片不需要完成電平量化編碼，容易采用具有良好高頻特性的非硅基化合物材料；而ADC因具有龐大的量化網(wǎng)絡(luò)一般采用便于高度集成的硅基材料。因此，相對(duì)于ADC芯片，S/H芯片具有更好的高頻頻響性能。若采用非硅基化合物材料的S/H芯片完成高中頻信號(hào)采樣，對(duì)保持信號(hào)用ADC芯片再次采樣并量化編碼，則可提高高頻動(dòng)態(tài)性能。

3.結(jié)束語

本文分析了限制寬帶數(shù)字接收機(jī)動(dòng)態(tài)范圍的原因，針對(duì)每種原因提出并分析了解決方法，每種方法都有其優(yōu)點(diǎn)，也有其一定的局限性。可在進(jìn)一步深入研究后，考慮將幾種方式有機(jī)結(jié)合，取長(zhǎng)補(bǔ)短，實(shí)現(xiàn)射頻鏈路動(dòng)態(tài)范圍的提升。寬開變頻部分采用光子射頻變頻，去除寬開變頻帶來的交調(diào)影響；中頻處理部分采用對(duì)數(shù)壓縮方法，匹配ADC動(dòng)態(tài)上限；在ADC前采用并行放大結(jié)構(gòu)，擴(kuò)展系統(tǒng)動(dòng)態(tài)；數(shù)字處理上通過靈活門限設(shè)置，降低中頻帶內(nèi)波動(dòng)的影響；采用非線性均衡技術(shù)降低雜散信號(hào)的影響。從而實(shí)現(xiàn)整個(gè)鏈路動(dòng)態(tài)的擴(kuò)展。

[1]陸一,何衛(wèi)國(guó)．真對(duì)數(shù)放大器原理及特性分析[J]．微電子學(xué),2011(2):48-52．