戴 錚 陸 加 李貝貝 陳德紅

1.上海機電工程研究所，上海 201109 2.上海航天電子技術(shù)研究所，上海 201109

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基于彈道仿真Ka和W頻段毫米波主動導(dǎo)引頭抗主瓣雜波研究

戴 錚1陸 加1李貝貝2陳德紅1

1.上海機電工程研究所，上海 201109 2.上海航天電子技術(shù)研究所，上海 201109

針對典型毫米波頻段Ka和W頻段下，毫米波主動導(dǎo)引頭的抗主瓣雜波性能進行對比研究，建立了主瓣雜波功率、信雜比和信雜噪比彈道仿真模型，利用該模型對Ka和W頻段的信雜比和信雜噪比進行了不同彈道條件下的仿真分析。結(jié)果表明，在相同天線口面下，W頻段利用天線波束窄、角分辨率高，從而減小雜波分辨單元(條帶)的優(yōu)點，獲得比Ka頻段小的主瓣雜波能量。由于W頻段受到接收機噪聲較大的限制，W頻段的抗主瓣雜波性能相比Ka頻段的性能優(yōu)勢隨目標(biāo)高度的增高而逐漸減弱，在攻擊低空目標(biāo)時，W頻段的抗主瓣雜波性能比Ka頻段強；在攻擊高空目標(biāo)時，Ka頻段抗主瓣雜波性能比W頻段更強。 關(guān)鍵詞 Ka頻段；W頻段；主動導(dǎo)引頭；抗主瓣雜波性能；彈道仿真模型

毫米波指波長在1～10mm間的電磁波[1]。毫米波精確制導(dǎo)是精確制導(dǎo)技術(shù)重要發(fā)展方向，毫米波主動尋的制導(dǎo)技術(shù)是毫米波精確制導(dǎo)技術(shù)的重要組成部分，相比傳統(tǒng)微波制導(dǎo)，毫米波的天線波束窄，增益高，具有更好的測量精度和更強的分辨能力。相比紅外制導(dǎo)，氣候和煙塵等對毫米波影響小，全天候能力更強，同時毫米波對低溫差的金屬目標(biāo)和環(huán)境具有更強的區(qū)分能力。而且，毫米波探測器重量輕、體積小，能較好應(yīng)用于小型化武器系統(tǒng)[2]。

導(dǎo)彈下視攻擊低空或地面目標(biāo)時，發(fā)射信號通過地面或海面反射或散射回來形成背景雜波[3]。背景雜波太強，會使目標(biāo)信號隱沒其中，影響導(dǎo)引頭跟蹤目標(biāo)的性能。減小雜波分辨單元(條帶)，使分辨單元內(nèi)的雜波散射面積減小是對抗雜波的常用方法，在信號處理上，體現(xiàn)為提高距離分辨率，減小脈寬，增大信號帶寬；在天線波束設(shè)計上，體現(xiàn)為減小波束寬度，提高天線增益，減小副瓣增益。文獻[4]提出了一種改進的頻域帶寬合成方法，增大了信號帶寬，有效濾除了地物雜波。文獻[5]給出了一種相控陣雷達快速相位加權(quán)抗地雜波波瓣形成算法，該算法降低了天線掃描波瓣下半球的副瓣電平，減小了地面雜波的強度。

研究毫米波抗主瓣雜波性能，可有力推動毫米波精確制導(dǎo)技術(shù)的工程實現(xiàn)，對解決毫米波尋的導(dǎo)彈在雜波背景中檢測目標(biāo)的問題有重要意義。毫米波頻段具有天線波束窄，信號帶寬寬的優(yōu)點，能大大減小雜波分辨單元(條帶)大小。目前，利用彈道分析毫米波抗主瓣雜波性能并無深入研究。本文首先介紹了毫米波的大氣傳播特性，并建立了主瓣雜波功率、信雜比和信雜噪比的彈道仿真模型。利用該模型仿真分析了Ka和W頻段的信雜比和信雜噪比，并分析了2個頻段的抗主瓣雜波性能。對研究毫米波主動導(dǎo)引頭抗主瓣雜波能力具有實際意義。

1 毫米波大氣傳播特性介紹

電磁波在大氣中的傳播因受到各類介質(zhì)的吸收和散射導(dǎo)致能量衰減。如吸收電磁波能量的水蒸汽、二氧化碳、氧及臭氧等；吸收和散射電磁波能量的云、霧、雨、雪，特別是塵埃、煙粒、細菌及水汽凝聚成的水滴——霾等小微粒。毫米波在大氣中的傳播能力主要受到水分子和氧分子的抑制，它分別在不同頻段上與2種氣體分子諧振，導(dǎo)致被選擇性吸收或散射。毫米波頻段有4個大氣衰減小的傳播窗口頻率：35GHz，94GHz，140GHz和220GHz[6]。本文研究毫米波尋的制導(dǎo)主要采用35GHz(Ka頻段)和94GHz(W頻段)[7]的抗主瓣雜波性能。

2 毫米波大氣傳播特性介紹

首先建立主瓣雜波功率、信雜比和信雜噪比彈道仿真模型，利用該模型仿真分析Ka和W頻段的抗主瓣雜波性能。圖1給出了該模型的工作流程。其工作原理是：利用飛行彈道數(shù)據(jù)，通過迭代計算主瓣雜波分辨單元(面積)，進而求出彈道每個時刻點上的主瓣雜波功率、信雜比和信雜噪比。

圖1 主瓣雜波功率、信雜比和信雜噪比彈道仿真模型的工作流程

利用雷達方程給出主瓣雜波功率計算式[8]

(1)

式中，Pt為導(dǎo)引頭發(fā)射峰值功率；dT為發(fā)射占空比；G為導(dǎo)引頭天線增益，對于主瓣雜波，取導(dǎo)引頭天線法線方向增益；Lc為雜波系統(tǒng)損耗；σ0(β)為雜波因子；R1為導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點C的相對距離；β為導(dǎo)彈對地面擦地角；垂直極化狀態(tài)下，雜波因子模型依據(jù)不同地表類型、不同擦地角給出；Ag為主瓣雜波分辨單元(條帶)面積，對于具有時頻域二維檢測能力的主動導(dǎo)引頭，主瓣雜波被距離分辨單元切割，形成了縱向上存在寬度的弧條帶。圖2給出了主瓣雜波分辨單元(條帶)示意圖。1個主瓣雜波分辨單元(條帶)處于相同的距離門內(nèi)。

圖2 時頻域二維檢測的主瓣雜波分辨區(qū)域劃分

為求解主瓣雜波功率，需要計算主瓣雜波分辨單元(條帶)的面積Ag，圖3給出了求解模型中各個量的集合關(guān)系。

圖3 主瓣雜波距離分辨單元求解模型各量集合關(guān)系示意圖

根據(jù)圖3中各量的關(guān)系，通過立體關(guān)系幾何推導(dǎo)，得到主瓣雜波分辨單元(條帶)面積的求解算法：

(2)

式中，(xt,yt,zt)為目標(biāo)位置坐標(biāo)值；(xm,ym,zm)為導(dǎo)彈位置坐標(biāo)值；(xc,yc,zc)為主瓣雜波中心點C的坐標(biāo)值；θmt為彈目連線與XZ平面的夾角；θxz為彈目連線在XZ平面的投影與Z軸的夾角；ΔR為距離分辨單元寬度；R2為導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點C的連線在XOZ平面上的投影長度；L為主瓣雜波中心點C到邊緣點C1之間的連線長度；θ為導(dǎo)引頭天線半波束寬度；θ2為導(dǎo)引頭天線半波束在XZ平面上的投影，即導(dǎo)彈位置M在XOZ平面上的投影M′與主瓣雜波中心點C連線和導(dǎo)彈位置M在XOZ平面上的投影M′與主瓣雜波邊緣點C1連線之間的夾角；同時也為導(dǎo)彈位置M在XOZ平面上的投影M′與主瓣雜波中心點C連線和導(dǎo)彈位置M在XOZ平面上的投影M′與主瓣雜波邊緣點C2連線之間的夾角。

對于給定的分布，天線波束寬度與用波長表示的該平面內(nèi)的孔徑尺寸成反比，因此，θ可以表示為[9]：

(3)

式中，D為孔徑分布尺寸；K為波束寬度因子的比例常數(shù)。由式(3)可得，W頻段導(dǎo)引頭天線半波束寬度僅為Ka頻段的37.2%。

將計算好的主瓣雜波分辨單元(條帶)面積Ag代入式(1)中，即可求出主瓣雜波回波功率。

信雜比SCV為目標(biāo)回波功率與主瓣雜波功率之比：

(4)

式中，Pr為導(dǎo)引頭接收目標(biāo)回波信號功率；

信雜噪比SCNV為目標(biāo)回波功率與主瓣雜波功率加上接收機噪聲之比：

(5)

式中，A為導(dǎo)引頭信號處理機的脈壓增益與相參積累增益之和；N為接收機噪聲功率，N=kTBF：k為波爾茲曼常數(shù)；T為工作溫度；B為信號分辨率帶寬；F為接收機噪聲系數(shù)。

3 彈道仿真及抗主瓣雜波性能分析

采用4種典型迎頭彈道，仿真分析Ka和W頻段下的信雜比和信雜噪比。表1給出了4種彈道的狀態(tài)。圖4給出了4種仿真彈道曲線。

表1 彈道狀態(tài)

圖4 1～4號彈道曲線

利用4條彈道對W頻段和Ka頻段的主瓣雜波分辨單元(條帶)面積進行仿真，設(shè)定W頻段和Ka頻段的距離分辨單元寬度相等，彈目距離小于10km，主動導(dǎo)引頭開機。圖5給出了Ka和W頻段主瓣雜波分辨單元(條帶)彈道仿真結(jié)果，可以得出，4條彈道下，在主動導(dǎo)引頭工作全程，Ka頻段主瓣雜波分辨單元(條帶)面積均大于W頻段，圖6給出了1-4號彈道下Ka和W頻段主瓣雜波分辨單元面積之比的彈道仿真結(jié)果，1-4號彈道下，Ka頻段主瓣雜波分辨單元(條帶)面積均為W頻段的3.167倍，這是因為在導(dǎo)引頭天線口面不變的情況下，相比Ka頻段，W頻段天線波束窄，角分辨率更高，即(2)式中的θ值更小，因此Ka頻段主瓣雜波分辨單元(條帶)面積均大于W頻段。且2個頻段下天線波束寬度的比值為定值，因此主瓣雜波分辨單元(條帶)面積不隨彈道態(tài)勢的變化而變化。

圖5 Ka和W頻段主瓣雜波分辨單元面積

圖6 1～4號彈道下Ka和W頻段主瓣雜波分辨單元面積之比

利用4條彈道進行導(dǎo)彈飛行全程中導(dǎo)引頭接收的信雜比和信雜噪比仿真。圖7為4條彈道下，彈目距離從10km逐漸減小，Ka頻段和W頻段的信雜比(SCV)的仿真結(jié)果，圖8為4條彈道下，Ka頻段和W頻段的信雜噪比(SCNV)的仿真結(jié)果。分析SCV仿真結(jié)果可知，4條彈道下，W頻段的SCV均始終高于Ka頻段，這是因為在所有彈道條件下，W頻段上主瓣雜波分辨單元面積始終小于Ka頻段，導(dǎo)致了W頻段的主瓣雜波能量低于Ka頻段，在目標(biāo)回波功率相同的情況下，使W頻段的SCV高于Ka頻段。

分析SCNV的仿真結(jié)果可知，不同彈道條件下，W頻段和Ka頻段的SCNV對比情況出現(xiàn)變化。1號超低空迎頭彈道下，彈目距離小于7.5km后，W頻段的SCNV高于Ka頻段；2號低空迎頭彈道下，彈目距離小于6.5km后，W頻段的SCNV高于Ka頻段；3號高空迎頭彈道下，W頻段的SCNV始終小于Ka頻段；4號中空尾追彈道下，彈目距離小于4km后，W頻段的SCNV高于Ka頻段。分析仿真結(jié)果可知，當(dāng)目標(biāo)高度越高，W頻段SCNV超過Ka頻段時刻的彈目距離越??；當(dāng)目標(biāo)高度過高時，W頻段的SCNV將始終小于Ka頻段。這是因為，如圖3所示，若目標(biāo)高度越高，在相同的彈目距離上，導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點之間的相對距離R1越大。由于W頻段的接收機噪聲功率遠大于Ka頻段的接收機噪聲功率，R1過大時，W頻段的接收機噪聲在SCNV的影響中相比主瓣雜波能量起到了更主導(dǎo)的作用，導(dǎo)致了W頻段的信雜噪比較Ka頻段要低。

圖7 Ka和W頻段信雜比隨彈目距離變化曲線

圖8 Ka和W頻段信雜噪比隨彈目距離變化曲線

綜上，W頻段利用天線波束窄，角分辨率高，從而減小雜波分辨單元(條帶)的優(yōu)點，獲得了比Ka頻段更小的主瓣雜波功率，使W頻段的信雜比始終高于Ka頻段。由于W頻段的接收機噪聲功率遠大于主瓣雜波功率，當(dāng)導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點之間的相對距離R1過大時，W頻段的接收機噪聲功率將大于主瓣雜波功率，接收機噪聲在W頻段的SCNV的影響中相比主瓣雜波能量起到了更主導(dǎo)的作用，使得W頻段的SCNV要小于Ka頻段。當(dāng)R1較小時，W頻段主瓣雜波能量在SCNV的影響中大于接收機噪聲，此時W頻段的SCNV將大于Ka頻段。

由于在相同彈目距離上，導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點之間的相對距離R1的大小與目標(biāo)高度成正比關(guān)系，因此目標(biāo)高度越低，W頻段SCNV高于W頻段時刻的彈目相對距離越遠，W頻段抗主瓣雜波性能比Ka頻段越強。

4 結(jié)論

對常用毫米波Ka和W頻段的抗主瓣雜波性能進行了對比研究。建立了主瓣雜波功率、信雜比和信雜噪比彈道仿真模型，利用迎頭攻擊彈道進行仿真對比分析。結(jié)果表明，在彈目相距較近時，在相同天線口面的條件下，W頻段利用天線波束寬度窄，角分辨率高，使主瓣雜波分辨單元(條帶)面積更小的優(yōu)點，獲得了比Ka頻段低的主瓣雜波能量。由于W頻段的接收機噪聲功率遠大于Ka頻段的接收機噪聲功率，在導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點之間的相對距離R1較遠時，由于W頻段的接收機噪聲功率超過了主瓣雜波功率，使得接收機噪聲起到主導(dǎo)作用，導(dǎo)致W頻段信雜噪比較Ka頻段低。由于在相同彈目距離上，導(dǎo)彈到主瓣雜波中心點之間的相對距離R1的大小與目標(biāo)高度成正比，因此目標(biāo)高度越低，W頻段SCNV高于W頻段時刻的彈目相對距離越遠，W頻段抗主瓣雜波性能比Ka頻段更強。W頻段的抗主瓣雜波性能相比Ka頻段的性能優(yōu)勢將隨目標(biāo)高度的增加而逐漸減弱。在攻擊低空目標(biāo)時，W頻段的抗主瓣雜波性能比Ka頻段強；在攻擊高空目標(biāo)時，Ka頻段抗主瓣雜波性能比W頻段更強。本文研究成果對研究毫米波主動導(dǎo)引頭統(tǒng)抗雜波性能，解決實際型號抗主瓣雜波問題具有實際意義。

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Research on Anti-Main Jamming Performance of Ka-Band and W-Band Positive Seeker Based on Trajectory Simulation

Dai Zheng1, Lu Jia1, Li Beibei2, Chen Dehong1

1. Shanghai Electro-Mechanical Engineering Institute，Shanghai 201109，China 2. Shanghai Aerospace Electronic Technology Institute，Shanghai 201109，China

Millimeterwaveprecisionguidanceistheimportantdevelopmenttrendofprecisionguidance.Themillimeterwaveprecisionguidancetakeadvantageofnarrowerbeamwidth,highergain,higherdiscriminability,higheraccuracyandbetteranti-stealthcapability.Theanti-jammingperformancesofpositiveseeking-guidancesystemofmillimeterwaveinKa-bandandW-bandarestudied.TheresultsshowthattheW-bandhaslessmainjammingenergycomparedwithKa-band,whentheantennaapertureissame,whichcausesthenarrowerbeamwidthandhigherangularresolutionacquired.Whenthetargetislow,theanti-jammingperformanceofW-bandisbetterthanthatofKa-band.Whenthetargetishigh,theanti-jammingperformanceofKa-bandisbetterthanthatofW-band,whichcausestheW-bandhasmorereceivernoise. Key words Ka-band; W-band;Positiveseeker;Anti-mainjammingperformance;Trajectorysimulationmodel

2016-11-30

戴 錚 (1980-)，男，江蘇贛榆人，本科，高級工程師，主要研究方向為武器系統(tǒng)總體技術(shù)；陸 加(1991-)，男，海口人，碩士，助理工程師，主要研究方向為飛行器無線電制導(dǎo)總體技術(shù)；李貝貝 (1990-)，女，江蘇沭陽人，碩士，助理工程師，主要研究方向為毫米波輻射特性；陳德紅 (1981-)，男，武漢人，碩士，高級工程師，主要研究方向為飛行器無線電制導(dǎo)總體技術(shù)。

TN971.+1

A

1006-3242(2017)02-0008-07