王秀蓮，郭瑞光，畢大強(qiáng)

(1.沈陽(yáng)理工大學(xué) 自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，沈陽(yáng) 110159；2.電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，清華大學(xué)電機(jī)系，北京100084)

LCL型整流/回饋單元在通用變頻器中的應(yīng)用研究

王秀蓮1，郭瑞光1，畢大強(qiáng)2

(1.沈陽(yáng)理工大學(xué) 自動(dòng)化與電氣工程學(xué)院，沈陽(yáng) 110159；2.電力系統(tǒng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，清華大學(xué)電機(jī)系，北京100084)

針對(duì)交直交通用變頻器的二極管整流能量單相流動(dòng)、電流諧波大等問(wèn)題，設(shè)計(jì)了一種電壓型PWM整流/回饋并網(wǎng)單元。該設(shè)計(jì)具有能量雙向流動(dòng)、功率因數(shù)可控、電網(wǎng)端電流接近正弦特點(diǎn)。為滿足規(guī)定的電流諧波小要求，需要在電路上加入濾波器。LCL濾波器對(duì)高頻諧波抑制效果明顯，而且比單電感濾波在相同諧波標(biāo)準(zhǔn)下具有較強(qiáng)優(yōu)勢(shì)。在分析了基于LCL無(wú)源濾波器的PWM整流/回饋并網(wǎng)裝置的數(shù)學(xué)模型基礎(chǔ)上，結(jié)合模型設(shè)計(jì)雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)，根據(jù)諧波要求對(duì)濾波器各參數(shù)進(jìn)行分析設(shè)計(jì)。仿真結(jié)果表明：整流器可使網(wǎng)側(cè)電流正弦化，系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)運(yùn)行。

整流/回饋單元；LCL無(wú)源濾波器；功率因數(shù)可控

傳統(tǒng)交直交通用變頻調(diào)速系統(tǒng)采用二極管不控整流為變頻器直流側(cè)提供直流電。由于二極管單向流動(dòng)性，變頻器在控制電動(dòng)機(jī)減速、制動(dòng)和位能性負(fù)載下放時(shí)，電動(dòng)機(jī)處于再生發(fā)電狀態(tài)，在直流側(cè)的濾波電容上形成了泵升電壓，通用變頻器一般采用能耗制動(dòng)的方式消除泵升電壓[1]，實(shí)際中由于能耗制動(dòng)電阻體積大，散熱困難，制動(dòng)時(shí)造成了能量的嚴(yán)重浪費(fèi)等。此外，二極管整流存在能量不能雙向流動(dòng)、直流側(cè)電壓不可調(diào)和網(wǎng)側(cè)電流波形嚴(yán)重畸變等缺點(diǎn)。為了減少諧波污染，具有能量雙向流動(dòng)的變頻器已經(jīng)投入應(yīng)用?？紤]到傳統(tǒng)的二極管/晶閘管型變頻器的大量投產(chǎn)，產(chǎn)品升級(jí)過(guò)程可能需要很長(zhǎng)的時(shí)間。更換設(shè)備的同時(shí)，也中斷了正常運(yùn)轉(zhuǎn)，這是行業(yè)用戶不愿意接受的。所以在傳統(tǒng)的二極管變頻器上結(jié)合新安裝的PWM整流/回饋并網(wǎng)成了研究熱點(diǎn)。

PWM變換器有電流諧波小、功率因數(shù)可控和可實(shí)現(xiàn)能量雙向流動(dòng)的優(yōu)點(diǎn)，為了抑制諧波污染，通常并網(wǎng)逆變器輸出端會(huì)帶有濾波器[2-4]，文獻(xiàn)[5]采用L型濾波器的回饋并網(wǎng)裝置，在中高功率應(yīng)用中，為使諧波電流限制在一定的標(biāo)準(zhǔn)中，采用較大電感使得諧波電流限制在一定的標(biāo)準(zhǔn)范圍，這將帶來(lái)電感體積大、成本高和電流變化率低等很多問(wèn)題。LCL 型濾波器可以在總電感值較小的條件下實(shí)現(xiàn)相同的濾波效果，動(dòng)態(tài)性能得到改善，并且可以使電感的體積變小成本降低[6]。但是 LCL 型濾波器具有三階的傳遞特性，自身所存在諧振問(wèn)題會(huì)影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性[7-10]。文獻(xiàn)[11-12]采取有源阻尼策略達(dá)到抑制諧振的目的，但是這需要額外增加傳感器來(lái)檢測(cè)網(wǎng)側(cè)電容端電壓和電流信號(hào)，使控制更加復(fù)雜，成本也相應(yīng)提高。LCL濾波器的設(shè)計(jì)對(duì)整流/逆變單元的穩(wěn)定可靠運(yùn)行和高質(zhì)量網(wǎng)側(cè)電流也至關(guān)重要。

無(wú)源阻尼是工程中應(yīng)用最廣、可靠性最高的抑制諧振方法，本文采用無(wú)源阻尼LCL 濾波器設(shè)計(jì)方法增加系統(tǒng)阻尼來(lái)抑制諧振問(wèn)題，改善系統(tǒng)的穩(wěn)定性。分析 LCL 濾波器對(duì)濾波系統(tǒng)的影響，選擇LCL 濾波器參數(shù)，根據(jù)無(wú)源阻尼LCL 濾波器設(shè)計(jì)了雙環(huán)控制策略。通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證系統(tǒng)的可靠性。

1 整流/回饋單元的組成與數(shù)學(xué)模型

1.1 整流/回饋單元的電路結(jié)構(gòu)

LCL濾波器的整流/回饋單元的主電路結(jié)構(gòu)如圖1所示。該裝置由三相IGBT功率驅(qū)動(dòng)橋、LCL濾波器、直流側(cè)電容等組成。通用變頻器的二極管整流端斷開(kāi)電網(wǎng)，整流回饋裝置的輸入接電網(wǎng)，輸出端接通用變頻器的直流側(cè)。電機(jī)處于帶載電動(dòng)狀態(tài)時(shí)，整流/回饋單元工作在整流狀態(tài)；電機(jī)處于發(fā)電狀態(tài)時(shí)，整流/回饋單元工作在回饋并網(wǎng)狀態(tài)。

圖1 基于LCL濾波器的整流/回饋單元電路結(jié)構(gòu)

1.2 LCL濾波器數(shù)學(xué)模型及特性分析

無(wú)源阻尼LCL濾波器通常是在濾波電容上串聯(lián)一個(gè)電阻，因?yàn)槿嗾?回饋單元是完全對(duì)稱(chēng)的，因此可以通過(guò)一相進(jìn)行分析。圖2為無(wú)源阻尼LCL濾波器的單相等效電路及其數(shù)學(xué)模型。其中，L1是網(wǎng)側(cè)電感；r1是L1的寄生電阻；L2是變換器側(cè)的電感；r2是L2的寄生電阻；Cf是濾波電容；rD為防止LCL濾波器出現(xiàn)阻抗諧振點(diǎn)而設(shè)置的阻尼電阻。

圖2 無(wú)源阻尼LCL濾波器的電路結(jié)構(gòu)和數(shù)學(xué)模型

當(dāng)LCL濾波器不加阻尼電阻rD，且系統(tǒng)忽略寄生電阻時(shí)，LCL濾波器的輸出傳遞函數(shù)為

(1)

當(dāng)LCL濾波器的電容上串聯(lián)一個(gè)阻尼電阻rD時(shí)，LCL濾波器的輸出傳遞函數(shù)為

(2)

為了比較L濾波器和LCL濾波器之間的差別，假定LT=L1+L2，則L濾波器的輸出傳遞函數(shù)為

(3)

圖3 不同濾波器的伯德圖比較分析

圖3示出了LCL濾波器和L濾波器的伯德圖，濾波器的電感值相等。曲線H1是LCL濾波器的幅度響應(yīng)，曲線H2是L濾波器的幅度響應(yīng)，曲線H3是無(wú)源阻尼LCL濾波器的幅度響應(yīng)。在曲線H1中，LCL濾波器低頻段的幅度響應(yīng)為-20dB衰減。低階傳遞函數(shù)主要受LT=(L1+L2)s影響。高頻段的幅度響應(yīng)為-60dB衰減，高階傳遞函數(shù)主要受L1L2Cfs3影響。因此LT影響低頻衰減，L1L2Cf影響高頻衰減。曲線H1的峰值是由諧振頻率導(dǎo)致的，會(huì)使系統(tǒng)不穩(wěn)定。這樣的系統(tǒng)必須添加阻尼，以保證系統(tǒng)的穩(wěn)定性。由曲線H3可知，在濾波電容上串聯(lián)一個(gè)小電阻可消除諧振波峰，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。

1.3 無(wú)源阻尼LCL濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)

(1)濾波電容Cf的設(shè)計(jì)

濾波電容Cf目的是濾除高頻諧波信號(hào)，為使高頻諧波分量盡量流入電容支路，需要增大濾波電容Cf，為了避免可控整流/回饋單元的功率因數(shù)太小，濾波電容吸收的無(wú)功功率需要小于總功率的5%[4]。約束條件如下：

(4)

式中:Prated為PWM整流/回饋裝置單元的額定功率；urated為電網(wǎng)相電壓額定值；fb為基波市電的頻率50Hz。

(2)機(jī)側(cè)電感L2的設(shè)計(jì)

機(jī)側(cè)電感L2的設(shè)計(jì)不僅要滿足交流電流的快速跟蹤要求，又要抑制電流的高頻諧波。其電流快速跟蹤性能決定了電感的上限，抑制電流高頻諧波要求決定了電感的下限。綜上兩點(diǎn)，當(dāng)紋波電流限制在相電流額定峰值的25%時(shí)，機(jī)側(cè)電感L2為

(5)

式中，基波角頻ωb=2πfb，Im為最大相電流。

(3)網(wǎng)側(cè)電感L1的設(shè)計(jì)

LCL濾波器的L1Cf環(huán)節(jié)將使整流器諧波電流得到進(jìn)一步衰減。由上述的數(shù)學(xué)模型可知，忽略阻尼電阻rD，該環(huán)節(jié)衰減率：

(6)

設(shè)L1Cf環(huán)節(jié)衰減的引入，使紋波電流衰減至小于10%,即最后有不等式:

(7)

(4)諧振頻率計(jì)算和阻尼電阻rD的設(shè)計(jì)[11]

諧振頻率的計(jì)算式為

(8)

根據(jù)實(shí)際情況，需考慮限制LCL濾波器的諧振峰值頻段，即：

10fb≤fres≤0.5fsw

(9)

式中，fb為電網(wǎng)頻率，fsw為開(kāi)關(guān)頻率。

抑制LCL濾波器帶來(lái)的諧振的阻尼電阻，其阻值一般是諧振點(diǎn)容抗的1/3左右，如式(10)所示：

(10)

2 整流/回饋單元的控制策略

由圖3可知，在低頻段LCL濾波器和單L濾波器的低頻特性相同。因此，低頻段基于LCL濾波器的整流/回饋單元可看作是基于單L濾波器的整流/回饋單元。

為了有利于控制，需要將三相交流量進(jìn)行派克變換，轉(zhuǎn)換到dq軸上直流分量?；谌嗥胶?，根據(jù)前后功率不變的原則，在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)軸系dq中，將電網(wǎng)側(cè)電壓空間矢量ug定向?yàn)閐軸，整流/回饋單元的電壓方程為

(11)

式中：R、L為電抗器的電阻和電感；ud、uq、id、iq分別為整流/回饋單元d、q軸電壓、電流分量；ugd、ugq為電網(wǎng)電壓的d、q軸分量,其中，ugq=0。

根據(jù)瞬時(shí)無(wú)功理論和等幅坐標(biāo)變換原理，dq坐標(biāo)系下整流/回饋單元的有功功率和無(wú)功功率為

(12)

(13)

整流/回饋單元采用直流側(cè)電壓外環(huán)和交流側(cè)電流內(nèi)環(huán)雙環(huán)控制策略，能夠?qū)崿F(xiàn)P和Q的獨(dú)立控制，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)功率因素控制。通過(guò)直流側(cè)電壓外環(huán)的控制，使得直流側(cè)電壓保持恒定，當(dāng)三相交流異步電機(jī)工作在發(fā)電狀態(tài)時(shí)，將發(fā)出的有功功率流向電網(wǎng)，實(shí)現(xiàn)能量的回饋特性；直流電壓給定值與直流電壓實(shí)際值的差值通過(guò)PI控制器輸出量是d軸電流給定值id*。由無(wú)功功率給定值Q*與瞬時(shí)功率原理計(jì)算出的無(wú)功功率實(shí)際值的差值通過(guò)PI控制器輸出量是q軸電流的設(shè)定值iq*。當(dāng)Q*=0時(shí)，功率因數(shù)為1。電流內(nèi)環(huán)同樣采用基于兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的PI控制的解耦控制[13-14]。其解耦算法為

(14)

通過(guò)電流內(nèi)環(huán)的解耦控制可得電壓ud*、uq*，然后經(jīng)過(guò)Clarck反變換得到兩相靜止坐標(biāo)系下參考電壓uα*、uβ*，最后采用SVPWM對(duì)可控整流/回饋單元進(jìn)行控制。

iL為三相電機(jī)側(cè)電流；ug是三相電網(wǎng)側(cè)電壓；ugd和ugq通過(guò)直接和正交軸電壓3/2分別轉(zhuǎn)化電網(wǎng)電壓；id和iq分別為電網(wǎng)電流abc-dq變換后的直軸和交軸電流；電網(wǎng)電壓的相位θ通過(guò)相位鎖定環(huán)(PLL)得到；電感LT=L1+L2。

圖4 整流/回饋單元工作原理

3 整流/回饋裝置仿真驗(yàn)證

本文采用Matlab/Simulink對(duì)通用變頻器主電路與基于無(wú)源阻尼LCL濾波器的整流/回饋單元進(jìn)行建模和仿真。針對(duì)基于無(wú)源阻尼LCL濾波器的整流/回饋單元替代通用變頻器二極管不控整流，建模仿真觀察實(shí)驗(yàn)結(jié)果，根據(jù)電機(jī)工作在不同狀態(tài)下網(wǎng)側(cè)電流波形情況，分析整流/回饋單元，得出相關(guān)的結(jié)論。

設(shè)計(jì)額定功率P=10kW，直流側(cè)電壓Udc=650V，IGBT開(kāi)關(guān)頻率fsw=10kHz，基波頻率fb=50Hz的整流/回饋單元，根據(jù)上述無(wú)源阻尼LCL濾波器參數(shù)的設(shè)計(jì)方法，選擇濾波器相關(guān)的參數(shù)如表1所示。

表1 無(wú)源阻尼LCL濾波器相關(guān)參數(shù)

根據(jù)所選的參數(shù)以及上述的雙環(huán)控制理論構(gòu)建整流/回饋單元仿真，如圖5所示。

圖5 整流/回饋單元的控制框

系統(tǒng)仿真其他參數(shù)如下：選擇4kW異步電機(jī)：電網(wǎng)線電壓380V，電網(wǎng)頻率50Hz，電容1100μF。

圖6為通用變頻器主電路與基于無(wú)源阻尼LCL濾波器的整流/回饋單元進(jìn)行建模和仿真，可以根據(jù)開(kāi)關(guān)切換整流/回饋單元與不控二極管整流。主要分析在使用整流/回饋單元時(shí)電機(jī)和電網(wǎng)端電流的工作狀態(tài)。

異步電機(jī)給定轉(zhuǎn)速800r/min，在t=0.25s處給電機(jī)加載20N負(fù)載，對(duì)系統(tǒng)進(jìn)行仿真。圖7給出了系統(tǒng)仿真波形圖，包括轉(zhuǎn)矩Te、直流側(cè)電壓Udc、電網(wǎng)相電流、功率波形。

圖6 通用變頻器和整流/回饋單元電路框圖

圖7 電機(jī)電動(dòng)狀態(tài)時(shí)整流/回饋單元工作狀態(tài)

從圖7可以看出，當(dāng)負(fù)載轉(zhuǎn)矩突加時(shí)，整流/回饋單元處于整流狀態(tài)。直流側(cè)電壓突然下降，直流側(cè)電壓在0.25～0.3s內(nèi)通過(guò)整流/回饋單元直流電壓Udc外環(huán)控制，使得直流側(cè)電壓迅速升至給定值600V；網(wǎng)側(cè)相電流隨著電機(jī)負(fù)載的增大而增大，且波形呈現(xiàn)正弦狀態(tài)，諧波含量遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于不控整流的電流波形；隨著電流的增大，整流/回饋單元的輸出有功功率也逐漸上升，直至穩(wěn)定，通過(guò)功率外環(huán)控制，使其無(wú)功功率一直為0。說(shuō)明在電機(jī)處于帶載運(yùn)行狀態(tài)，整流/回饋單元處于整流狀態(tài)，使用無(wú)源阻尼LCL濾波器可以改善網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，減少對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。

當(dāng)電機(jī)由電動(dòng)狀態(tài)轉(zhuǎn)換為發(fā)電狀態(tài)時(shí)，仿真整流/回饋單元的工作情況，圖8為系統(tǒng)工作波形圖，包括轉(zhuǎn)矩Te、網(wǎng)側(cè)A相電壓電流相位關(guān)系、功率。

圖8 電機(jī)電動(dòng)狀態(tài)變?yōu)榘l(fā)電狀態(tài)時(shí)整流/回饋單元工作狀態(tài)

從圖8可以看出，0～0.25s之間，變頻器控制電機(jī)恒轉(zhuǎn)矩運(yùn)行，此時(shí)，整流/回饋單元工作在整流狀態(tài)。在0.25s處，電機(jī)轉(zhuǎn)子受外力作用使得轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速大于電機(jī)定子電磁轉(zhuǎn)速。在0～0.25s之間電機(jī)處于電動(dòng)狀態(tài)，整流/回饋單元處于整流狀態(tài)。此時(shí)，電磁轉(zhuǎn)矩Te、網(wǎng)側(cè)A相電壓電流相位、功率曲線等與上圖7在0.25～0.4s的波形情況一樣。在0.25～0.3s之間，電機(jī)轉(zhuǎn)子軸受外力作用，電機(jī)的電磁轉(zhuǎn)矩Te由動(dòng)力轉(zhuǎn)變?yōu)樽枇?，電機(jī)由電動(dòng)狀態(tài)變?yōu)榘l(fā)電狀態(tài)；網(wǎng)側(cè)A相電壓電流相位關(guān)系由同相逐漸變?yōu)榉聪?；功率波形中的有功功率由正逐漸變?yōu)樨?fù)，無(wú)功功率保持0不變。在0.3～0.4s之間電機(jī)處于發(fā)電狀態(tài)，整流/回饋單元處于逆變狀態(tài)，將電機(jī)發(fā)出的電回饋給電網(wǎng)。在此時(shí)間段，電磁轉(zhuǎn)矩Te為負(fù)；網(wǎng)側(cè)A相電壓與電流相位反向，功率因數(shù)近似為1；有功功率為負(fù)，為電網(wǎng)反饋能量，根據(jù)無(wú)功功率外環(huán)控制回饋到電網(wǎng)的無(wú)功功率為0，通過(guò)THD分析回饋電網(wǎng)的相電流波形，THD=0.96，如圖9所示。說(shuō)明可控整流/回饋單元能量具有雙向流動(dòng)性。電機(jī)處于發(fā)電狀態(tài)時(shí)，整流/回饋單元處于回饋逆變狀態(tài)，使用無(wú)源阻尼LCL濾波器可以改善網(wǎng)側(cè)電流質(zhì)量，減少對(duì)電網(wǎng)的諧波污染。

圖9 電機(jī)發(fā)電狀態(tài)時(shí)整流/回饋單元相電流FFT分析

4 結(jié)束語(yǔ)

針對(duì)通用變頻器的能量單相流動(dòng)性、不控整流電流諧波大等問(wèn)題，設(shè)計(jì)了一種基于無(wú)源阻尼 LCL 濾波器的整流/回饋單元。分析了無(wú)源阻尼LCL濾波器對(duì)于L濾波器和傳統(tǒng)LCL濾波器的優(yōu)越性。提出了一種基于同步坐標(biāo)系下功率因數(shù)可控的雙環(huán)控制策略。通過(guò)對(duì)無(wú)源阻尼 LCL 濾波器的整流/回饋單元數(shù)學(xué)建模，詳細(xì)地闡述了這種方法的原理，最后通過(guò)仿真實(shí)驗(yàn)證明了該策略的可行性與有效性。整個(gè)仿真過(guò)程說(shuō)明了該策略真實(shí)可行，且設(shè)計(jì)簡(jiǎn)單，控制方法易于實(shí)現(xiàn)，仿真的效果理想。采用無(wú)源阻尼 LCL 濾波器以及功率因數(shù)可控雙環(huán)控制策略能有效地濾除高次諧波、改善電流波形的質(zhì)量，增加了系統(tǒng)的可靠性。

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(責(zé)任編輯：馬金發(fā))

Research on Rectifier/Regenerating Unit of General Inverter Based on LCL Filter

WANG Xiulian1,GUO Ruiguang1,BI Daqiang2

(1.Shenyang Ligong University,Shengyang 110159,China;2.State Key Lab of Power Systems,Dept of Electrical Engineering,Tsinghua University,Beijing 100084,China)

For the problems of energy single-phase flow and large current harmonics on diode rectification of AC-DC-AC general-purpose frequency transformer,a voltage type PWM rectified/feedback unit is designed to combine with the grid.The design has some advantages,such as two-way flow of energy,power factor control,and grid side current which is close to sine.To meet regulation requirements of small current harmonic,filter needs to join in circuit.LCL filter is obvious for high frequency harmonic suppression effect,and has stronger advantages than L filter under the same harmonic standards.Firstly，the PWM rectified/feedback unit is analyzed by LCL passive filter，which combines with mathematical model,and the double closed-loop control structure is designed.According to the harmonic requirements of the filter,filter parameters are analyzed.Simulation results show that the rectifier can make the grid side current sinusoidal and can achieve high power factor operation.

rectifier/regenerating unit；LCL passive filter；control power factor

2015-12-11

王秀蓮(1965—)，女，教授，博士，研究方向：電力系統(tǒng)自動(dòng)化、智能電網(wǎng)及新能源技術(shù)。

1003-1251(2017)02-0049-06

TM343；G642.0

A