劉西強

摘 要

提高開關管的開關頻率，可以提高輸出電壓的電能質量，增強PWM變換器的動態(tài)調節(jié)性能。然而，較高開關頻率的應用使得開關過程引起的高頻噪聲對控制系統(tǒng)的采樣產生更加深刻的影響。本文主要針對PWM逆變器傳導噪聲產生源和采樣調理電路的傳導通路進行分析，并利用實驗測得噪聲傳導等效電路中各無源器件的參數(shù)。通過對該等效電路進行時域分析，采用一種簡單的傳導噪聲抑制方法。仿真結果與實驗結果基本一致，證明了共模傳導等效電路模型及其分析的正確性。

【關鍵詞】PWM逆變器 采樣 共模傳導 抑制

1 引言

PWM調制策略廣泛應用于需求高效的電能轉換效率與較低的波形畸變率的場合，且在中低功率等級的變換器中的應用尤為突出。隨著新型器件的發(fā)展，新型MOSFET與IGBT的開關頻率日漸增加。由開關器件引起的電磁干擾問題嚴重影響控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。當前PWM逆變器的開關頻率通常為幾十到幾百kHz，其引起的電磁干擾噪聲中傳導噪聲頻譜較為豐富。EMI濾波器通常設置為抑制開關頻率處的開關噪聲，并不能濾除所有頻次的噪聲。電磁干擾包括兩項：共模干擾和差模干擾。差模干擾主要是由高頻開關引入的差模脈動電流引起的。共模干擾主要是通過開關管在開關過程中對雜散電容的充放電引起的，且共模干擾是傳導干擾的主要成分。

針對PWM逆變器的高頻共模干擾的分析已進行了很多研究?，F(xiàn)有文獻中針對PWM逆變器與BUCK變換器的電磁干擾問題展開研究的占大多數(shù)，且其噪聲傳導通路主要集中于變換器與負荷間，而針對共模干擾對采樣通路影響的研究較少。采樣共模干擾通路中包含多種組件，且各單元在高頻工況下的雜散參數(shù)較為復雜。研究中三相互感器的數(shù)值模型針對高壓高頻應用中開展，針對采樣回路中的三相低壓互感器高頻模型分析可借鑒三相電力變壓器和互感器的高頻等效模型解決實際工程問題。

本文針對PWM逆變器的采樣通路的傳導噪聲途徑進行分析，并針對共模干擾源與主要傳導單元的高頻等效模型進行分析與驗證。文中嘗試采用了一種簡單的共模干擾抑制方法，實驗驗證了該方法的有效性。

2 采樣通路共模干擾路徑分析

共模電流傳導通路有兩個方向，一個是前向傳導：至逆變器的輸入側。另一個通路是后向傳導：至逆變器輸出側。本文討論的對采樣通路的影響，即由后向傳導產生。

2.1 共模干擾源

在高頻dv/dt及雜散電容的輔助作用下，PWM逆變器產生的共模電壓形成共模電流通路。各開關管與底層散熱片間裝有導熱硅脂，使得開關管的集、射極與底層散熱片之間構成一個較大的雜散電容。當前常用的PWM逆變器控制策略中，開關頻率較高，開關管電壓的突變迅速，可高達8.57GV/s。開關管頻繁開斷，并持續(xù)對雜散電容充放電，從而產生傳導性共模電流。

以A相為例進行分析。對于阻感性負載，假定A相電流iA>0。由于采用的PWM開關頻率較高（12kHz），在iA>0期間，A相上、下橋臂的IGBT會導通多次。若起始時刻VT1導通，則iA流向如圖1（a）中的虛線所示。在VT1關斷時刻控制系統(tǒng)給關斷信號，經(jīng)過微秒級的死區(qū)時間后VT4導通，由于負載電流不能突變，此時開關管VT4實際上尚未導通，A相電流即從VT1向VD4轉移，如圖1（b）所示，此時，VD2壓降為零，Ud、VT1、VD2環(huán)路的KVL方程為：

L為環(huán)路的雜散電感，包括母排、IGBT內部寄生電感和引線電感等。

因此，A相橋臂的等效電路如圖1（c）所示。Cp為開關管與散熱器間的等效電容。與Cp相比，母線電容容值非常大，可忽略。Cn是電解電容之后的直流母線正負極對參考地的雜散電容。且A、B、C三個橋壁等效電路相同，將三個橋壁電路進行疊加，可得到如圖1（d）所示干擾源模型。當iA<0時，A相橋臂的開關狀態(tài)分析與iA>0時類似。

2.2 電壓互感器模型

高頻變壓器T型等效模型中，引起傳導噪聲干擾的雜散參數(shù)主要是初次級繞組之間的雜散電容Cps，該電容的存在使得變壓器初級向次級耦合能量的能力降低，此時次級繞組對初級繞組相當于一個高頻阻抗負載。

在本文的分析中將三相電壓互感器看作由三個獨立的單相電壓互感器構成，見圖2。其分布電容等效為三類集總電容，其中包括初級繞組雜散電容Cp，次級繞組雜散電容Cs以及初級繞組與次級繞組之間的雜散電容Cps。其中Cp和Cs分別體現(xiàn)了初級和次級線圈儲存的電場能量的能力，Cps表示的是初級次級電場耦合的能力，是影響傳導電流大小的重要因素之一，也是分析共模噪聲干擾時主要考慮的一個參數(shù)。Rp和Rs是初級次級繞組電阻，Lp和Ls分別代表初級次級漏感，T代表理想變壓器。Cpg與Csg分別代表初級次級中性點對地的等效雜散電容。

該等效電路中分布電容與二端口網(wǎng)絡中各電容有如下對應關系：

Cp=Cpo+（1-k'）Cpso

Cs=k'2Cso+k'（k'-1）Cpso

Cps=k'Cpso

其中，Cxo，（x代表p、s、ps）代表折算前次級繞組的等效電路參數(shù)。

根據(jù)共模電流的傳輸路徑的分布參數(shù)可知，共模電流在ABC三相中的大小相等且同向。將圖2中ABC三相進行并聯(lián)等效，結果如圖3所示。其各電容參數(shù)可以通過阻抗頻率分析儀進行測量。

2.3 采樣與調理電路分析

電壓采樣電路的輸入端Vap電壓信號最大值為4.7V，對應線電壓的峰值為580V。如圖4所示，將兩個輸入電壓信號做差后進行1.5V的直流偏置，然后經(jīng)過濾波電路濾除高頻諧波分量，最后經(jīng)反相器送入DSP。調理電路的輸出端VabAD為0～3V信號。在此已省略放大器的供電電源電路。

3 仿真和實驗

本文采用Saber對三相PWM逆變器傳導干擾模型進行了時域仿真和頻域分析。實驗中，直流母線電壓為580V，無源器件的參數(shù)采用LCR電橋測量。在開關頻率為12kHz條件下，逆變主電路雜散參數(shù)見表1，電壓互感器的雜散參數(shù)見表2。

本文仿真對比了采樣電路中的電壓信號Vab在PWM控制器開關周期為12kHz與6kHz條件下的采樣電壓信號。

圖5所示為開關頻率變化時的Vab波形及其頻率特性分析結果。在開關頻率為6kHz時，采樣效果較好，但仍存在較為明顯的正弦“波帶”，而開關頻率增至12kHz時，采樣效果變的更差，從頻域分析結果可以看出，隨著頻率的增加，不僅開關頻率處的諧波含量增加，高頻段的高頻諧波含量也顯著增加。

實驗參數(shù)設置：PWM逆變器的直流輸入電壓為580V，交流輸出電壓為380V，直流電容采用四個4700uF的電解電容進行串并聯(lián)。開關器件選用英飛凌IGBT （BSM150GB12DN2），PWM控制采用SVM控制方式，開關頻率12kHz。

測量Vab點電壓如圖所示。通道二為逆變開環(huán)控制的輸出電壓，其電壓有效值基本為指令值。通道四即為采樣調理電路的實測波形，采樣電路中存在較大的采樣噪聲，在控制器閉環(huán)控制中實際輸出電壓有效值偏差較大。

從共模電壓傳導干擾的通路方面考慮，在高頻工作條件下，較大的電壓互感器的雜散電容使得逆變器產生的共模干擾噪聲傳遞到采樣電路。若在不改變實驗臺架的基礎上，若能夠在互感器與采樣電路間增值電容器，為功率電路產生的傳導噪聲提供閉合回路，則能夠有效抑制傳導噪聲對采樣電路的干擾。

具體方法是在電壓互感器后端增置三個10uF共模電容，見圖3中的Cfx（x代表A，B，C）。仿真結果見圖。從圖7可以看出，增值共模濾波電容后，采樣通路的采樣“波帶”的現(xiàn)象得到了有效抑制。

閉環(huán)實驗波形見圖8。從實驗波形可以看出，增置共模濾波電容后，采樣通路的傳導噪聲得到了有效的抑制，且逆變閉環(huán)輸出電壓波形穩(wěn)定。

5 結論

本文針對PWM逆變器產生的共模噪聲傳導通路進行了詳細的分析。共模噪聲主要是由開關管與散熱器間的雜散電容的充放電作用引起，并通過電壓互感器上的雜散電容傳遞到采樣電路。本文在分析等效電路的基礎上，采用了一種高頻噪聲抑制方法，仿真和實驗結果的吻合，驗證了分析結果的正確性。

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