劉西強(qiáng)

摘 要

提高開關(guān)管的開關(guān)頻率，可以提高輸出電壓的電能質(zhì)量，增強(qiáng)PWM變換器的動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)性能。然而，較高開關(guān)頻率的應(yīng)用使得開關(guān)過程引起的高頻噪聲對(duì)控制系統(tǒng)的采樣產(chǎn)生更加深刻的影響。本文主要針對(duì)PWM逆變器傳導(dǎo)噪聲產(chǎn)生源和采樣調(diào)理電路的傳導(dǎo)通路進(jìn)行分析，并利用實(shí)驗(yàn)測(cè)得噪聲傳導(dǎo)等效電路中各無源器件的參數(shù)。通過對(duì)該等效電路進(jìn)行時(shí)域分析，采用一種簡(jiǎn)單的傳導(dǎo)噪聲抑制方法。仿真結(jié)果與實(shí)驗(yàn)結(jié)果基本一致，證明了共模傳導(dǎo)等效電路模型及其分析的正確性。

【關(guān)鍵詞】PWM逆變器 采樣 共模傳導(dǎo) 抑制

1 引言

PWM調(diào)制策略廣泛應(yīng)用于需求高效的電能轉(zhuǎn)換效率與較低的波形畸變率的場(chǎng)合，且在中低功率等級(jí)的變換器中的應(yīng)用尤為突出。隨著新型器件的發(fā)展，新型MOSFET與IGBT的開關(guān)頻率日漸增加。由開關(guān)器件引起的電磁干擾問題嚴(yán)重影響控制系統(tǒng)的穩(wěn)定性。當(dāng)前PWM逆變器的開關(guān)頻率通常為幾十到幾百kHz，其引起的電磁干擾噪聲中傳導(dǎo)噪聲頻譜較為豐富。EMI濾波器通常設(shè)置為抑制開關(guān)頻率處的開關(guān)噪聲，并不能濾除所有頻次的噪聲。電磁干擾包括兩項(xiàng)：共模干擾和差模干擾。差模干擾主要是由高頻開關(guān)引入的差模脈動(dòng)電流引起的。共模干擾主要是通過開關(guān)管在開關(guān)過程中對(duì)雜散電容的充放電引起的，且共模干擾是傳導(dǎo)干擾的主要成分。

針對(duì)PWM逆變器的高頻共模干擾的分析已進(jìn)行了很多研究?，F(xiàn)有文獻(xiàn)中針對(duì)PWM逆變器與BUCK變換器的電磁干擾問題展開研究的占大多數(shù)，且其噪聲傳導(dǎo)通路主要集中于變換器與負(fù)荷間，而針對(duì)共模干擾對(duì)采樣通路影響的研究較少。采樣共模干擾通路中包含多種組件，且各單元在高頻工況下的雜散參數(shù)較為復(fù)雜。研究中三相互感器的數(shù)值模型針對(duì)高壓高頻應(yīng)用中開展，針對(duì)采樣回路中的三相低壓互感器高頻模型分析可借鑒三相電力變壓器和互感器的高頻等效模型解決實(shí)際工程問題。

本文針對(duì)PWM逆變器的采樣通路的傳導(dǎo)噪聲途徑進(jìn)行分析，并針對(duì)共模干擾源與主要傳導(dǎo)單元的高頻等效模型進(jìn)行分析與驗(yàn)證。文中嘗試采用了一種簡(jiǎn)單的共模干擾抑制方法，實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該方法的有效性。

2 采樣通路共模干擾路徑分析

共模電流傳導(dǎo)通路有兩個(gè)方向，一個(gè)是前向傳導(dǎo)：至逆變器的輸入側(cè)。另一個(gè)通路是后向傳導(dǎo)：至逆變器輸出側(cè)。本文討論的對(duì)采樣通路的影響，即由后向傳導(dǎo)產(chǎn)生。

2.1 共模干擾源

在高頻dv/dt及雜散電容的輔助作用下，PWM逆變器產(chǎn)生的共模電壓形成共模電流通路。各開關(guān)管與底層散熱片間裝有導(dǎo)熱硅脂，使得開關(guān)管的集、射極與底層散熱片之間構(gòu)成一個(gè)較大的雜散電容。當(dāng)前常用的PWM逆變器控制策略中，開關(guān)頻率較高，開關(guān)管電壓的突變迅速，可高達(dá)8.57GV/s。開關(guān)管頻繁開斷，并持續(xù)對(duì)雜散電容充放電，從而產(chǎn)生傳導(dǎo)性共模電流。

以A相為例進(jìn)行分析。對(duì)于阻感性負(fù)載，假定A相電流iA>0。由于采用的PWM開關(guān)頻率較高（12kHz），在iA>0期間，A相上、下橋臂的IGBT會(huì)導(dǎo)通多次。若起始時(shí)刻VT1導(dǎo)通，則iA流向如圖1（a）中的虛線所示。在VT1關(guān)斷時(shí)刻控制系統(tǒng)給關(guān)斷信號(hào)，經(jīng)過微秒級(jí)的死區(qū)時(shí)間后VT4導(dǎo)通，由于負(fù)載電流不能突變，此時(shí)開關(guān)管VT4實(shí)際上尚未導(dǎo)通，A相電流即從VT1向VD4轉(zhuǎn)移，如圖1（b）所示，此時(shí)，VD2壓降為零，Ud、VT1、VD2環(huán)路的KVL方程為：

L為環(huán)路的雜散電感，包括母排、IGBT內(nèi)部寄生電感和引線電感等。

因此，A相橋臂的等效電路如圖1（c）所示。Cp為開關(guān)管與散熱器間的等效電容。與Cp相比，母線電容容值非常大，可忽略。Cn是電解電容之后的直流母線正負(fù)極對(duì)參考地的雜散電容。且A、B、C三個(gè)橋壁等效電路相同，將三個(gè)橋壁電路進(jìn)行疊加，可得到如圖1（d）所示干擾源模型。當(dāng)iA<0時(shí)，A相橋臂的開關(guān)狀態(tài)分析與iA>0時(shí)類似。

2.2 電壓互感器模型

高頻變壓器T型等效模型中，引起傳導(dǎo)噪聲干擾的雜散參數(shù)主要是初次級(jí)繞組之間的雜散電容Cps，該電容的存在使得變壓器初級(jí)向次級(jí)耦合能量的能力降低，此時(shí)次級(jí)繞組對(duì)初級(jí)繞組相當(dāng)于一個(gè)高頻阻抗負(fù)載。

在本文的分析中將三相電壓互感器看作由三個(gè)獨(dú)立的單相電壓互感器構(gòu)成，見圖2。其分布電容等效為三類集總電容，其中包括初級(jí)繞組雜散電容Cp，次級(jí)繞組雜散電容Cs以及初級(jí)繞組與次級(jí)繞組之間的雜散電容Cps。其中Cp和Cs分別體現(xiàn)了初級(jí)和次級(jí)線圈儲(chǔ)存的電場(chǎng)能量的能力，Cps表示的是初級(jí)次級(jí)電場(chǎng)耦合的能力，是影響傳導(dǎo)電流大小的重要因素之一，也是分析共模噪聲干擾時(shí)主要考慮的一個(gè)參數(shù)。Rp和Rs是初級(jí)次級(jí)繞組電阻，Lp和Ls分別代表初級(jí)次級(jí)漏感，T代表理想變壓器。Cpg與Csg分別代表初級(jí)次級(jí)中性點(diǎn)對(duì)地的等效雜散電容。

該等效電路中分布電容與二端口網(wǎng)絡(luò)中各電容有如下對(duì)應(yīng)關(guān)系：

Cp=Cpo+（1-k'）Cpso

Cs=k'2Cso+k'（k'-1）Cpso

Cps=k'Cpso

其中，Cxo，（x代表p、s、ps）代表折算前次級(jí)繞組的等效電路參數(shù)。

根據(jù)共模電流的傳輸路徑的分布參數(shù)可知，共模電流在ABC三相中的大小相等且同向。將圖2中ABC三相進(jìn)行并聯(lián)等效，結(jié)果如圖3所示。其各電容參數(shù)可以通過阻抗頻率分析儀進(jìn)行測(cè)量。

2.3 采樣與調(diào)理電路分析

電壓采樣電路的輸入端Vap電壓信號(hào)最大值為4.7V，對(duì)應(yīng)線電壓的峰值為580V。如圖4所示，將兩個(gè)輸入電壓信號(hào)做差后進(jìn)行1.5V的直流偏置，然后經(jīng)過濾波電路濾除高頻諧波分量，最后經(jīng)反相器送入DSP。調(diào)理電路的輸出端VabAD為0～3V信號(hào)。在此已省略放大器的供電電源電路。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)

本文采用Saber對(duì)三相PWM逆變器傳導(dǎo)干擾模型進(jìn)行了時(shí)域仿真和頻域分析。實(shí)驗(yàn)中，直流母線電壓為580V，無源器件的參數(shù)采用LCR電橋測(cè)量。在開關(guān)頻率為12kHz條件下，逆變主電路雜散參數(shù)見表1，電壓互感器的雜散參數(shù)見表2。

本文仿真對(duì)比了采樣電路中的電壓信號(hào)Vab在PWM控制器開關(guān)周期為12kHz與6kHz條件下的采樣電壓信號(hào)。

圖5所示為開關(guān)頻率變化時(shí)的Vab波形及其頻率特性分析結(jié)果。在開關(guān)頻率為6kHz時(shí)，采樣效果較好，但仍存在較為明顯的正弦“波帶”，而開關(guān)頻率增至12kHz時(shí)，采樣效果變的更差，從頻域分析結(jié)果可以看出，隨著頻率的增加，不僅開關(guān)頻率處的諧波含量增加，高頻段的高頻諧波含量也顯著增加。

實(shí)驗(yàn)參數(shù)設(shè)置：PWM逆變器的直流輸入電壓為580V，交流輸出電壓為380V，直流電容采用四個(gè)4700uF的電解電容進(jìn)行串并聯(lián)。開關(guān)器件選用英飛凌IGBT （BSM150GB12DN2），PWM控制采用SVM控制方式，開關(guān)頻率12kHz。

測(cè)量Vab點(diǎn)電壓如圖所示。通道二為逆變開環(huán)控制的輸出電壓，其電壓有效值基本為指令值。通道四即為采樣調(diào)理電路的實(shí)測(cè)波形，采樣電路中存在較大的采樣噪聲，在控制器閉環(huán)控制中實(shí)際輸出電壓有效值偏差較大。

從共模電壓傳導(dǎo)干擾的通路方面考慮，在高頻工作條件下，較大的電壓互感器的雜散電容使得逆變器產(chǎn)生的共模干擾噪聲傳遞到采樣電路。若在不改變實(shí)驗(yàn)臺(tái)架的基礎(chǔ)上，若能夠在互感器與采樣電路間增值電容器，為功率電路產(chǎn)生的傳導(dǎo)噪聲提供閉合回路，則能夠有效抑制傳導(dǎo)噪聲對(duì)采樣電路的干擾。

具體方法是在電壓互感器后端增置三個(gè)10uF共模電容，見圖3中的Cfx（x代表A，B，C）。仿真結(jié)果見圖。從圖7可以看出，增值共模濾波電容后，采樣通路的采樣“波帶”的現(xiàn)象得到了有效抑制。

閉環(huán)實(shí)驗(yàn)波形見圖8。從實(shí)驗(yàn)波形可以看出，增置共模濾波電容后，采樣通路的傳導(dǎo)噪聲得到了有效的抑制，且逆變閉環(huán)輸出電壓波形穩(wěn)定。

5 結(jié)論

本文針對(duì)PWM逆變器產(chǎn)生的共模噪聲傳導(dǎo)通路進(jìn)行了詳細(xì)的分析。共模噪聲主要是由開關(guān)管與散熱器間的雜散電容的充放電作用引起，并通過電壓互感器上的雜散電容傳遞到采樣電路。本文在分析等效電路的基礎(chǔ)上，采用了一種高頻噪聲抑制方法，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果的吻合，驗(yàn)證了分析結(jié)果的正確性。

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