(1.湖南電氣職業(yè)技術學院,湘潭411101;2.湖南工程學院 湘潭411101)

0 引 言

感應電機由于具有技術成熟、可靠性高、成本低、維護性好等優(yōu)點,在變頻驅動應用中得到了廣泛使用[1-3]。而在低成本三相感應電機(以下簡稱IM)變頻驅動應用中,例如空調系統(tǒng)和小功率變頻器,通常采用二極管整流器作為前端直流源,因為不控整流器成本較低,可靠性高[4-6]。如圖1所示,在這類傳動系統(tǒng)中,直流側通常使用較大電解電容器來平衡瞬時輸入和輸出功率差異,以及抑制電壓尖峰[7-8]。但直流側電解電容的使用將會顯著增加系統(tǒng)體積重量,同時由于電容自身可靠性不高,加上其寄生電感可能導致的電壓尖峰,將導致系統(tǒng)可靠性進一步降低。

圖1 前端帶二極管整流橋的感應電機驅動系統(tǒng)

為了提高系統(tǒng)可靠性,越來越多的文獻報道了對電解電容器運行監(jiān)控的研究[9-11]。其中離線監(jiān)測技術由于需要額外的測量和電容模型的相關參數(shù),導致了監(jiān)測的復雜度,因此不利于工程實踐[12]。而文獻[13]提出的實時在線監(jiān)測技術不能應用到如圖1所示的主電路拓撲結構中。另一方面,也有越來越多的文獻開展了對變頻器控制技術的研究,以期盡量減少直流母線電容的容值,但這些研究絕大部分是基于前端為三相可控整流供電或單相整流橋供電的變頻器,不適用于圖1的系統(tǒng)[14-17]。而且這些研究方案都采用了傳統(tǒng)的閉環(huán)電流解耦控制來調節(jié)電機的轉矩和磁鏈,若直流電容進一步減小將仍然導致變頻器輸出功率波動。因此文獻[18]加強了電流控制的復雜度來應對,綜合應用了弱磁控制、抗飽和控制和過調制控制等方法,但這將導致控制器動態(tài)性能的減弱。

本文在前述文獻研究基礎上,設計了一種帶小電容不控整流器供電IM變頻驅動系統(tǒng)的新型復合控制方案?？刂品桨冈诖艌龆ㄏ螂姍C模型控制模式(以下簡稱FOMMC)的基礎上實現(xiàn)了與六角形電壓矢量邊界控制模式(以下簡稱HVVMC)的結合和靈活切換,同時綜合運用了轉速估計算法,故也是一種無速度傳感器方案。其中在FOMMC控制模式下,控制器根據(jù)轉矩指令和轉子磁鏈指令生成輸出電壓參考,而在直流電壓較低時,則采用HVVMC模式以實現(xiàn)最大電壓利用率。最后通過1.5 kW的IM驅動控制平臺,結合使用20 μF薄膜電容器對控制策略的有效性進行了試驗驗證。

1 新型IM驅動控制器設計

1.1 IM動態(tài)數(shù)學模型

IM的定子電壓和磁鏈動態(tài)方程可以表示為如下的矢量形式[19]:

式中:p為極對數(shù),式(1)中定子電壓方程可寫成:

1.2 新型控制器模式切換結構

圖2 新型控制器模式切換結構

1.3 新型控制器原理分析

圖3為d-q旋轉坐標系下式(4)和式(5)的圖形化描述,圖中還繪出了電壓矢量六邊形邊界,其中垂直于d軸的實線為電磁轉矩指令,平行于d軸的虛線為轉子磁鏈指令。當電壓參考在電壓矢量六邊形邊界以內時,根據(jù)模式切換原理,將工作在FOMMC模式,基于單機模型可得輸出定子電壓指令:

圖3 FOMMC模式下的電壓矢量選擇

從圖3中還可以看出,直流電壓下降將導致電壓矢量六邊形邊界縮小,或轉速持續(xù)上升都可能使旦超過邊界,控制器將轉為HVVMC模式。在HVVMC模式下,控制器將根據(jù)最大直流電壓盡可能生成所需要的電磁轉矩,同時調節(jié)磁鏈使得在電機工作在弱磁區(qū)域。在實際IM驅動中,FOMMC模式一般在轉速較低時應用,而HVVMC模式一般在轉速較高時使用,基于此,假設HVVMC模式下的定子電阻壓降可以忽略,該假設將不影響電機的控制性能。故在HVVMC模式下的定子電壓方程可以簡化:

結合式(2)的第一式和式(7),可以得到轉矩指令和d,q軸電壓之間的關系:

其中轉矩指令的軌跡在d-q軸電壓平面將構成雙曲線。在圖4中,轉矩曲線與旋轉電壓矢量六邊形之間的交點即為在HVVMC模式下的輸出電壓矢量,而矢量六邊形的邊界取決于直流母線電壓的大小。每個旋轉電壓矢量六邊形的邊界具體可以描述為如下形式[18]:

式中:Mn和Bn是由每個給定六邊形邊界所確定的常量。

圖4 HVVMC模式下的電壓矢量選擇

在圖4中還可以看出,式(9)對應的六邊形邊界和電磁轉矩曲線有兩個交點,也就是說在HVVMC模式下可提供兩個定子電壓指產生所需的轉矩,具體如圖5所示。但是,考慮到vHVVMC是唯一能滿足所需定子磁鏈的電壓矢量,所以選擇其作為真正的輸出,具體的表達式如下:

式(10)所描述的算法可以在直流母線電壓波動時迅速對電壓矢量求解以獲取需要的電磁轉矩。

圖5 電壓矢量可行解選擇

進一步可以對HVVMC算法下如何使得電機運行在弱磁工作區(qū)進行分析。如圖5所示,一個給定的轉矩指令軌跡將和旋轉電壓矢量六邊形進行交叉,交叉點即電壓指令,當直流電壓下降時,交叉點也隨著q軸向下移,有較低的q軸電壓分量。從式(7)可以看到,較低q軸電壓分量意味著降低d軸電流,從而將減小在給定轉子速度下的磁鏈。這也意味著自動弱磁和最大電壓利用率可以同時實現(xiàn),而不需要增加一個額外的控制。

此外,FOMMC模式和HVVMC模式之間的快速平滑切換是可行的,也不需要額外的控制,因為電機FOMMC模式下電磁轉矩控制中不包含積分項,這是和傳統(tǒng)轉矩電流閉環(huán)控制是不同的。模式的平滑切換將對變頻器使用小電容非常有利,因為可以應對頻繁的直流電壓波動。

1.4 參數(shù)擾動補償

考慮到磁飽和和測量計算誤差將導致式(6)的第一式、第二式,式(10)的第一式、第二式中的電機參數(shù)發(fā)生擾動,進而使轉子磁鏈在FOMMC和HVVMC模式下波動,同時上述這些公式計算得到電壓若存在偏差,則進一步導致不正確的定子電流,從而加大電機運行損耗。圖6為測量得到的當電機參數(shù)Ls,Rs和σLs存在偏差時定子電流的變化曲線,測量時的轉速保持在60%額定速度和70%額定轉矩,具體試驗用的電機主要參數(shù)如表1所示。

圖6 電機參數(shù)擾動導致的電流偏差

表1 試驗用IM主要參數(shù)

考慮到工程實踐中采用對電機參數(shù)擾動的在線補償是實現(xiàn)較好電機控制性能的有效方案,因此本文采用了一種電壓擾動狀態(tài)濾波器設計。圖7為狀態(tài)濾波器的控制框圖。從圖7中可看出采用了一個PI型龍伯格電流觀測器來估計參數(shù)變化導致的電壓擾動。因為電壓指令v前饋給電壓擾動觀測器,所以可在其輸出得到電壓擾動值Δqs_D。由于 HVVMC模式下電壓指令位于電壓矢量六邊形邊界上,所以定子電流含有6倍頻諧波,因此引入了諧振濾波器。

圖7 狀態(tài)濾波器設計

通過對圖7中的狀態(tài)濾波器結構推導可以得到s域下的方程如下:

式中:Kp和Ki為PI調節(jié)器的比例和積分參數(shù),Kr為諧振增益;而ωh_6fg,ωh_6fe和ωcut分別為6倍頻電網(wǎng)頻率、6倍頻同步頻率和截止頻率;上標“^”代表了變量的估計值。將式(12)代入式(11)可以得到:

根據(jù)終值定律,穩(wěn)態(tài)時即s→0,進而d,q軸電壓擾動可以通過將式(1)代入式(13)得到:

式中:ΔRs=-Rs;ΔσLs=-σLs。 基于轉子磁場定向原理,式(14)可簡化:

式中:ΔLs=-Ls。從式(15)可以看出,將定子電阻導致的壓降忽略,則有:

圖8為在60%額定速度和70%額定轉矩時對參數(shù)擾動的補償仿真結果。圖中ΔLs被模擬具有+15%的偏差,在t=1 s后進行了參數(shù)補償,約1 s后轉子磁鏈偏差修正降低至零。仿真結果顯示通過參數(shù)擾動補償,可以在參數(shù)不匹配的情況下也可得到定子電流和轉子磁鏈的精確控制。

圖8 參數(shù)擾動補償仿真結果

1.5 新型驅動控制器框圖

圖9為新型IM驅動控制的整體框圖,它采用了文獻[21]中所涉及的轉子位置觀測器,故也是一種無速度傳感器控制方案。從框圖中可以看出,變頻器的參考電壓矢量有3個輸入途徑,首先是電機起動過程采用的VF模塊可以輸出參考電壓,但起動結束后則將其屏蔽;然后是FOMMC模塊開始運行,接收到轉速PI外環(huán)的輸出后通過運算得到電壓參考;當直流電壓降低導致FOMMC模塊生成的電壓參考超過限制值時,則自動切換到HVVMC模塊,該模塊在轉速PI外環(huán)輸出的轉矩指令基礎上綜合使用狀態(tài)濾波器實現(xiàn)參考電壓的輸出。得到參考電壓指令后,PWM模塊將生成控制脈沖實現(xiàn)電機驅動控制執(zhí)行。

圖9 新型控制策略整體框圖

2 試驗驗證

用1.5 kW感應電機和帶20 μF薄膜電容的不控整流橋搭建了試驗系統(tǒng)以驗證前述控制策略的有效性,其中采用了一個與感應電機功率相同的直流電機對負載進行模擬,核心控制算法采用TI公司的28335芯片實現(xiàn),變頻器主電路采用三菱公司的IPM模塊構建,IM的參數(shù)如表1所示,其他主要試驗系統(tǒng)參數(shù)如表2所示。

表1 試驗系統(tǒng)主要參數(shù)

圖10為新型控制策略作用下電機在額定轉矩時的穩(wěn)態(tài)運行試驗波形,此時轉速為額定值的90%。從圖10(a)中可以看出,由于直流側電容容值降低,直流電壓出現(xiàn)了6倍頻電網(wǎng)頻率的波動;而圖10(b)所示,控制模式在FOMMC和HVVMC之間實現(xiàn)了平滑快速地切換,其中高電平為HVVMC模式,其出現(xiàn)的時間對應圖10(a)中直流電壓的低位;從圖10(c)和圖10(d)所示的電磁轉矩和轉子磁鏈波形可以看出,雖然存在控制模式切換,但輸出電磁轉矩平穩(wěn),磁鏈也波動較小;而從圖10(e)的電壓指令d-q坐標系圖可以看出,電壓指令的軌跡接近于最大六邊形邊界,因而實現(xiàn)了在直流電壓下降時的最大電壓利用。

圖10 新型IM驅動控制器試驗結果圖

圖11為電機在額定轉速下負載轉矩變化時的試驗波形。從圖11(a)中可以看出,由于模式切換是平滑而迅速的,故盡管負載轉矩發(fā)生多次突變,轉速仍較穩(wěn)定地保持在1 500 r/min;而圖11(b)中可以從轉矩電流的變化看出轉矩的變化,其中包含了從25%額定轉矩到50%額定轉矩,再到100%額定轉矩的過程。試驗結果說明在全負載范圍內控制器都可以實現(xiàn)較好的控制性能,因而系統(tǒng)可靠性和生命周期的提高是不以犧牲控制性能為代價的。

圖11 負載轉矩變化時的試驗結果

3 結 語

為了降低前端由不控整流器供電的IM變頻驅動系統(tǒng)中直流側電容的容值,本文設計了新型復合模式切換型控制器,其結合了FOMMC模式控制和

HVVMC模式控制,并實現(xiàn)了平滑切換,同時設計了參數(shù)擾動補償狀態(tài)濾波器,最后經(jīng)過試驗研究,可總結如下結論:(1)新型驅動控制策略在直流電壓波動時能實現(xiàn)平滑地在FOMMC模式和HVVMC模式之間切換,保證了最大直流電壓利用率。(2)控制器中增加的狀態(tài)濾波器能夠較好地解決電機參數(shù)擾動問題,試驗結果顯示在新型控制策略作用下,直流側容值減小,而變頻器的可靠性提高,同時還保持了較好的電機控制性能。

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