謝佳季，游小杰，郭希錚，武晶晶，李志堅(jiān)

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院,北京100044）

基于SiC MOSFET的輔助變流器應(yīng)用研究

謝佳季，游小杰，郭希錚，武晶晶，李志堅(jiān)

（北京交通大學(xué)電氣工程學(xué)院,北京100044）

輔助變流器是軌道交通車(chē)輛的重要部件，采用SiC MOSFET作為開(kāi)關(guān)器件能整體提升變流器功率密度。將原有變流器系統(tǒng)完成以SiC MOSFET為開(kāi)關(guān)器件的功率模塊整體替代，對(duì)周邊無(wú)源器件進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)；根據(jù)SiC MOSFET器件特性設(shè)計(jì)一款驅(qū)動(dòng)電路，并進(jìn)行性能測(cè)試；針對(duì)輔助變流器主電路拓?fù)?，建立各部分損耗模型，通過(guò)仿真進(jìn)行驗(yàn)證，并對(duì)前后系統(tǒng)進(jìn)行損耗對(duì)比。

輔助變流器；無(wú)源器件；驅(qū)動(dòng)電路；損耗模型

近年來(lái)，電力電子技術(shù)在交通領(lǐng)域不斷擴(kuò)展，要求電力電子變換器朝著高頻、高溫、高功率密度方向發(fā)展。作為軌道交通車(chē)輛的重要部件，車(chē)載輔助變流器的研究一直是列車(chē)供電技術(shù)的重點(diǎn)。隨著大功率化、高開(kāi)關(guān)頻率、模塊化的新型電力電子器件不斷出現(xiàn)，各國(guó)新型高速列車(chē)采用的輔助變流系統(tǒng)，逐漸向大功率、小體積、低損耗的方向發(fā)展。

目前，針對(duì)車(chē)載輔助變流器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)和控制方式已發(fā)展較為成熟，而基于硅器件IGBT的傳統(tǒng)輔助變流器很難在上述性能指標(biāo)上得到大幅提升。SiC功率器件具有導(dǎo)通電阻小、高頻特性好、耐高溫等優(yōu)良特性［1-3］，尤其在高頻率、高溫度的應(yīng)用領(lǐng)域，SiC器件能明顯減少變換器開(kāi)關(guān)損耗，提高系統(tǒng)整體工作效率。

本文以SiC MOSFET在城軌列車(chē)輔助變流器中應(yīng)用為例，優(yōu)化變流器設(shè)計(jì)，從無(wú)源器件參數(shù)設(shè)計(jì)、器件損耗模型等方面展開(kāi)研究，提高變流器功率密度和效率；根據(jù)SiC MOSFET的特性，合理設(shè)計(jì)驅(qū)動(dòng)電路，保證開(kāi)關(guān)器件高效、可靠地工作。

1 輔助變流器系統(tǒng)構(gòu)成

本文中輔助變流器拓?fù)溆扇珮蜃儞Q器和三相逆變器連接構(gòu)成，如圖1所示，經(jīng)過(guò)高頻降壓隔離、不控整流、可控逆變等環(huán)節(jié)，將直流電壓轉(zhuǎn)換為三相四線制交流電壓，為空氣壓縮機(jī)、電加熱等負(fù)載供電。其中，除不控整流部分開(kāi)關(guān)器件選擇Si二極管，其余均選用SiC MOSFET。

圖1 變流器拓?fù)銯ig.1 Topology of converter

原輔助變流器功率模塊主要技術(shù)指標(biāo)如表1所示，改進(jìn)后的輔助變流器開(kāi)關(guān)頻率有所提升，全橋部分SiC MOSFET開(kāi)關(guān)頻率增加到16 kHz，逆變側(cè)SiC MOSFET開(kāi)關(guān)頻率增加到4.65 kHz。

表1 輔助變流器主要技術(shù)指標(biāo)Tab.1 Auxiliary converter main technical indicators

2 變流器無(wú)源器件優(yōu)化

為了實(shí)現(xiàn)SiC MOSFET在鐵路車(chē)輛輔助變流系統(tǒng)中的成熟應(yīng)用，將原有Si IGBT替代為以SiC MOSFET為開(kāi)關(guān)器件的功率模塊，開(kāi)關(guān)頻率提高，并完成周邊無(wú)源器件如變壓器、支撐電容和濾波器等優(yōu)化設(shè)計(jì)。2種輔助變流器主要參數(shù)設(shè)置對(duì)比見(jiàn)表2。

優(yōu)化后的全橋部分和逆變部分SiC開(kāi)關(guān)管均選用1 700 V/225 A SiC模塊。本系統(tǒng)采用CREE公司62 mm封裝的功率模塊CAS300M17BM2，此模塊是目前1 700 V電壓等級(jí)SiC商業(yè)化產(chǎn)品的最大電流等級(jí)。逆變器側(cè)輸入電壓為602 V，輸出電流最大為78.7 A，不控整流部分整流二極管選擇IXYS公司的MEE250－12DA，其電壓電流等級(jí)為1 200 V/260 A，滿足設(shè)計(jì)要求。

表2 輔助變流器參數(shù)設(shè)置Tab.2 Auxiliary converter parameter setting

從表2可以看出，將輔助變流器開(kāi)關(guān)頻率提高后，直流濾波電感由9 mH降為2.751 mH，直流支撐電容由2個(gè)1 000 μF串聯(lián)變?yōu)閱蝹€(gè)370 μF，交流側(cè)濾波電感由1.12 mH降為0.58 mH，交流側(cè)濾波電容由900 μF降為100 μF。經(jīng)過(guò)優(yōu)化設(shè)計(jì)后，輔助變流器開(kāi)關(guān)頻率提高后，直流支撐電容、濾波電容和濾波電感都有所減小，其體積相應(yīng)減小，功率密度得到提升。逆變器輸出電壓畸變小，總諧波失真THD（total harmonic distortion）含量低，滿足導(dǎo)軌電車(chē)輔助變流器設(shè)計(jì)要求。

3 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

本文輔助變流器中作為主開(kāi)關(guān)管的SiC MOSFET皆選擇CAS300M17BM2，其將一個(gè)橋臂上下兩個(gè)開(kāi)關(guān)管集成在一個(gè)功率模塊中。器件特性的差異對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)有不同的要求，相比于Si MOSFET和Si IGBT，SiC MOSFET的寄生電容更小，這說(shuō)明SiC MOSFET對(duì)驅(qū)動(dòng)電路和主功率電路的寄生參數(shù)更加敏感。另外，SiC MOSFET具有更小的驅(qū)動(dòng)電壓范圍和閾值電壓，且其閾值電壓會(huì)隨溫度的升高而下降，安全閾值小。因此需嚴(yán)格控制G、S極間的電壓尖峰以避免器件發(fā)生誤導(dǎo)通。

針對(duì)SiC MOSFET的特性及對(duì)驅(qū)動(dòng)的特殊要求，其驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)應(yīng)滿足以下設(shè)計(jì)準(zhǔn)則：

（1）盡量減小驅(qū)動(dòng)回路寄生電感的影響，合理進(jìn)行PCB布局，加入吸收電容，減小開(kāi)關(guān)振蕩；

（2）驅(qū)動(dòng)回路阻抗不能過(guò)大，影響充放電速度；

（3）選擇合適的驅(qū)動(dòng)電阻，采用負(fù)壓關(guān)斷，防止誤導(dǎo)通，增強(qiáng)抗干擾能力；

（4）電源設(shè)計(jì)、驅(qū)動(dòng)能力及隔離方式需滿足SiC MOSFET的應(yīng)用要求；

（5）應(yīng)盡量減小硬件電路延時(shí)，在高頻條件下尤為重要；

（6）保護(hù)部分應(yīng)具有更快的響應(yīng)速度，保證系統(tǒng)的安全工作。

3.1 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)

本文設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)板是針對(duì)輔助變流器中的主開(kāi)關(guān)管CAS300M17BM2。當(dāng)2個(gè)開(kāi)關(guān)管在電路中構(gòu)成一對(duì)橋臂時(shí)，同一橋臂上的開(kāi)關(guān)管一般工作在互補(bǔ)導(dǎo)通的狀態(tài)，且脈沖存在一定的死區(qū)。要使SiC MOSFET正常開(kāi)關(guān)，驅(qū)動(dòng)電路需要具有合適的驅(qū)動(dòng)電壓、足夠的驅(qū)動(dòng)能力以及盡可能小的回路寄生參數(shù)，另外，在實(shí)際應(yīng)用中，還需考慮高低壓隔離、過(guò)流保護(hù)和欠壓保護(hù)等問(wèn)題。根據(jù)SiC MOSFET本身的特性及橋臂控制的基本要求，本文設(shè)計(jì)的驅(qū)動(dòng)電路的主要模塊有：保護(hù)檢測(cè)模塊、信號(hào)處理模塊、電源模塊、隔離傳輸模塊和驅(qū)動(dòng)模塊。

功能模塊主要可分為4部分：過(guò)流檢測(cè)、欠壓檢測(cè)、信號(hào)處理和電源部分，如圖2所示。

過(guò)流檢測(cè)電路有去飽和檢測(cè)、電感檢測(cè)、門(mén)級(jí)電壓檢測(cè)等常用方式，選擇應(yīng)用成熟、可靠性高的去飽和檢測(cè)來(lái)實(shí)現(xiàn)過(guò)流故障檢測(cè)［5］。通過(guò)檢測(cè)VDS電壓，根據(jù)SiC MOSFET的輸出特性進(jìn)行電流的保護(hù)。檢測(cè)電路如圖2（a）所示，當(dāng)SiC MOSFET處于開(kāi)通狀態(tài)且電路發(fā)生過(guò)流時(shí)，ID增大，VDS電壓迅速升高，若超過(guò)穩(wěn)壓管Dz的齊納電壓，穩(wěn)壓管反向?qū)ǎ娏鞣聪蛄鹘?jīng)穩(wěn)壓管給C充電，經(jīng)過(guò)短時(shí)間充電延遲，三極管基極電壓達(dá)到開(kāi)啟電壓時(shí)三極管導(dǎo)通，非門(mén)輸出高電平。故障信號(hào)傳輸給邏輯芯片，封鎖脈沖，并設(shè)置50 ms的故障鎖存自恢復(fù)時(shí)間，保證開(kāi)關(guān)管的安全工作。故障檢測(cè)電路和執(zhí)行電路的響應(yīng)時(shí)間直接影響過(guò)流保護(hù)的時(shí)效性，可通過(guò)調(diào)節(jié)RC參數(shù)進(jìn)行保護(hù)時(shí)間的調(diào)整。

圖2 驅(qū)動(dòng)電路設(shè)計(jì)示意Fig.2 Drive circuit design diagram

欠壓保護(hù)是為了防止輸入電壓過(guò)低時(shí)電路不能正常工作，而影響電路系統(tǒng)模塊性能。當(dāng)MOSFET柵極欠壓時(shí)，功率半導(dǎo)體的通態(tài)損耗會(huì)相應(yīng)增加。欠壓檢測(cè)電路基本結(jié)構(gòu)如圖2（b）所示，欠壓關(guān)斷一般采用電壓比較的方式輸出欠壓信號(hào)。對(duì)一個(gè)隨電源電壓變化的電壓與一個(gè)固定的基準(zhǔn)電壓進(jìn)行采樣比較，當(dāng)發(fā)生欠壓時(shí)，反饋一個(gè)欠壓鎖定信號(hào)給其他模塊，鎖定后級(jí)電路。當(dāng)電壓逐漸升高至欠壓開(kāi)啟電壓時(shí)，電路恢復(fù)正常工作。為了使電路具有更好的抗干擾性，在設(shè)計(jì)過(guò)程中一般設(shè)置兩個(gè)閾值電壓，當(dāng)電源電壓低于一個(gè)閾值電壓時(shí)鎖定電路，當(dāng)電源電壓高于另一個(gè)閾值電壓時(shí)，電路自動(dòng)恢復(fù)。并且設(shè)置欠壓開(kāi)啟電壓大于欠壓關(guān)斷電壓，使欠壓關(guān)斷電流具有滯回比較功能［4］。

為使驅(qū)動(dòng)板保證安全穩(wěn)定工作，在電路中配置一塊型號(hào)為XC95144XL-10TQ100I的復(fù)雜可編程邏輯器件CPLD（complex programmable logic device）邏輯芯片，過(guò)流檢測(cè)信號(hào)和欠壓檢測(cè)信號(hào)傳入CPLD進(jìn)行邏輯處理，如圖2（c）所示，在其內(nèi)部實(shí)現(xiàn)故障反饋、短脈沖抑制、死區(qū)控制及上下橋臂互鎖等功能，這簡(jiǎn)化了驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)，減小了溫度對(duì)驅(qū)動(dòng)電路的影響。由于SiC MOSFET工作頻率高、輸入阻抗大，驅(qū)動(dòng)電路應(yīng)具有良好的電氣隔離性能。常見(jiàn)的隔離方式中：光耦隔離傳輸延遲長(zhǎng)，電容式隔離僅適用于隔離數(shù)字信號(hào)，因此采用隔離芯片AD-uM2201實(shí)現(xiàn)主功率回路和控制信號(hào)的隔離，使其具有較好的抗干擾能力。驅(qū)動(dòng)芯片選擇IXDN609SI進(jìn)行功率放大，其內(nèi)部結(jié)構(gòu)包含施密特觸發(fā)器和推挽電路，輸出驅(qū)動(dòng)電流峰值為9A，滿足驅(qū)動(dòng)要求。

結(jié)合器件特性及PCB布局，驅(qū)動(dòng)電壓選擇-4 V/+20 V，通過(guò)具有短路保護(hù)功能的金升陽(yáng)電源模塊QA01C獲得。如圖2（d）所示，原邊各芯片5 V供電由前級(jí)穩(wěn)壓芯片LD1086產(chǎn)生，3.3 V供電由后級(jí)LD1117產(chǎn)生。采用金升陽(yáng)的電源模塊H1505S，其功率為1 W，能夠滿足隔離芯片副邊供電和非門(mén)供電功率需求。

3.2 實(shí)驗(yàn)分析

圖3SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)電路Fig.3 Gate drive of SiC MOSFET

根據(jù)上述分析設(shè)計(jì)了適用于SiC MOSFET的驅(qū)動(dòng)電路，如圖3所示，集成了CPLD邏輯處理、電源轉(zhuǎn)換電路、隔離電路及過(guò)流/欠壓檢測(cè)電路等。根據(jù)應(yīng)用需求驅(qū)動(dòng)板尺寸為100 mm×68 mm×35 mm，該驅(qū)動(dòng)板結(jié)構(gòu)緊湊，在有限的布局范圍內(nèi)盡量增大爬電距離，PCB布板時(shí)充分考慮了雜散參數(shù)的控制。

3.2.1 弱電實(shí)驗(yàn)

弱電實(shí)驗(yàn)主要是為測(cè)試驅(qū)動(dòng)電路的驅(qū)動(dòng)能力以及死區(qū)延時(shí)設(shè)計(jì)。在實(shí)驗(yàn)中，可用電容替代SiC MOSFET作為驅(qū)動(dòng)電路負(fù)載，驅(qū)動(dòng)電路采用+15 V供電，驅(qū)動(dòng)電壓為+20 V/-4 V。數(shù)字信號(hào)處理DSP（digital signal processing）核心控制板發(fā)出兩路頻率為16 kHz、占空比分別為0.4和0.6的脈沖信號(hào)，兩路信號(hào)互補(bǔ)輸入，未加死區(qū)時(shí)間。驅(qū)動(dòng)電路上、下兩路輸出驅(qū)動(dòng)信號(hào)如圖4所示，電壓+20 V/-4 V正常，由于實(shí)驗(yàn)選取的負(fù)載電容和驅(qū)動(dòng)電阻都較小，所以脈沖上升沿存在一定的電壓尖峰，可通過(guò)適當(dāng)增大驅(qū)動(dòng)電阻緩解。如圖5所示為驅(qū)動(dòng)信號(hào)放大圖，兩路信號(hào)存在1.4 μs左右的死區(qū)，這是由于CPLD程序中設(shè)置了500 μs的短脈沖抑制和500 μs的死區(qū)時(shí)間，加上驅(qū)動(dòng)電路本身約400 μs的硬件延時(shí)，這有利于開(kāi)關(guān)管的安全穩(wěn)定工作。

圖4 驅(qū)動(dòng)電路上下橋臂驅(qū)動(dòng)信號(hào)Fig.4 Drive circuit two-channel drive signals

圖5 驅(qū)動(dòng)信號(hào)放大Fig.5 Detailed drawing of drive signal

3.2.2 過(guò)流保護(hù)實(shí)驗(yàn)

在驅(qū)動(dòng)板的DS端之間接入頻率為100 kHz、幅值從8～18 V變化的三角波電壓信號(hào)，觀察過(guò)流保護(hù)檢測(cè)信號(hào)和VDS的變化關(guān)系。如圖6所示為過(guò)流保護(hù)實(shí)驗(yàn)結(jié)果，本驅(qū)動(dòng)板設(shè)置的過(guò)流保護(hù)值為700 A，由CAS300M17BM2的輸出特性曲線，對(duì)于的VDS保護(hù)值為9 V。從圖中可看出，從發(fā)生過(guò)流到驅(qū)動(dòng)板封鎖脈沖輸出信號(hào)延時(shí)約2 μs，符合設(shè)計(jì)要求。

3.2.3 欠壓保護(hù)實(shí)驗(yàn)

按照第3.1節(jié)中欠壓檢測(cè)電路設(shè)計(jì)，搭建實(shí)際檢測(cè)電路，比較器選擇LM393，VDC和地之間接入頻率為100 Hz、幅值從13～24 V變化的三角波電壓信號(hào)。觀測(cè)欠壓檢測(cè)輸出端UVLO的電壓變化，波形如圖7所示。由圖可看出，輸出信號(hào)UVLO在VDC為16.5 V（欠壓關(guān)斷電壓）和17.5 V（欠壓開(kāi)啟電壓）時(shí)電壓發(fā)生翻轉(zhuǎn)，滯回區(qū)間為1 V，滿足設(shè)計(jì)要求。

圖6 過(guò)流保護(hù)實(shí)驗(yàn)波形Fig.6 Test waveforms under over-current protection

圖7 欠壓保護(hù)實(shí)驗(yàn)波形Fig.7 Test waveforms of under voltage protection

3.2.4 雙脈沖實(shí)驗(yàn)

表3 雙脈沖測(cè)試條件Tab.3 Double pulse test conditions

典型的功率器件動(dòng)態(tài)測(cè)試電路是雙脈沖測(cè)試電路，如圖8所示。測(cè)試條件見(jiàn)表3，采用此測(cè)試法對(duì)驅(qū)動(dòng)板進(jìn)行性能測(cè)試。動(dòng)態(tài)調(diào)節(jié)驅(qū)動(dòng)電阻值，選取最佳阻值。雙脈沖測(cè)試電路的基本原理是上管柵極一直承受負(fù)壓相當(dāng)于續(xù)流二極管，給下管柵極一個(gè)雙脈沖信號(hào)，在第1個(gè)脈沖的下降沿和第2個(gè)脈沖的上升沿，能夠測(cè)量得出被測(cè)器件在一定電壓和負(fù)載電流狀況下的開(kāi)通和關(guān)斷波形。

圖8 雙脈沖測(cè)試電路Fig.8 Double pulse test circuit

測(cè)試選擇10 Ω驅(qū)動(dòng)電阻，母線電壓為400 V，漏極電流在100 A開(kāi)通關(guān)斷，則開(kāi)關(guān)管Q2在雙脈沖測(cè)試中的電壓電流波形如圖9所示，其中，VGS為驅(qū)動(dòng)電壓，VDS為漏源電壓，ID為漏極電流，由于示波器信號(hào)放大倍數(shù)限制，ID顯示值為實(shí)際電流值的一半，開(kāi)關(guān)過(guò)程中電壓電流均存在一定的振蕩，這是高頻條件下電路寄生參數(shù)的影響。

圖9 雙脈沖測(cè)試波形Fig.9 Double pulse test waveform

開(kāi)關(guān)管開(kāi)關(guān)過(guò)程中，驅(qū)動(dòng)電路通過(guò)驅(qū)動(dòng)電阻Rg對(duì)開(kāi)關(guān)管的輸入電容進(jìn)行充放電，改變Rg的阻值將直接影響開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)特性。如圖10所示為選擇不同驅(qū)動(dòng)電阻時(shí)的電壓電流波形，由圖可見(jiàn)，隨著Rg的增加，開(kāi)關(guān)速度變慢，從而使得開(kāi)關(guān)過(guò)程中開(kāi)關(guān)電壓電流振蕩減小，但隨之開(kāi)關(guān)損耗增加。綜合考慮，將柵極驅(qū)動(dòng)電阻設(shè)置為6.7 Ω。

圖10 不同驅(qū)動(dòng)電阻SiC MOSFET開(kāi)關(guān)電壓電流波形Fig.10 Switching voltage and current waveforms of SiC MOSFET with different drive resistors

4 損耗模型建立

SiC MOSFET良好的高頻、高溫特性使其在變流器中的應(yīng)用愈加廣泛。然而器件在開(kāi)關(guān)過(guò)程中依然會(huì)產(chǎn)生一定的熱量，造成較大的功率損耗，在高頻工作狀態(tài)下，熱量損耗更加嚴(yán)重。因此，系統(tǒng)中器件的損耗分析對(duì)開(kāi)關(guān)管的安全工作、散熱模塊的設(shè)計(jì)以及整個(gè)系統(tǒng)的效率提升相當(dāng)重要［6］。

碳化硅器件的散熱要求與硅器件有較大區(qū)別，且碳化硅器件在高頻條件下應(yīng)用廣泛，因此需結(jié)合系統(tǒng)工作條件和控制策略，從散熱方式、散熱部件分布等方面重新設(shè)計(jì)變流器散熱系統(tǒng)，使其體積較小，且能達(dá)到散熱標(biāo)準(zhǔn)要求。

4.1 SiC MOSFET損耗計(jì)算

作為輔助變流器中的開(kāi)關(guān)元件，SiC MOSFET的損耗組成部分如圖11所示。

圖11SiC MOSFET損耗組成Fig.11 Composition of SiC MOSFET losses

由于器件處于阻斷狀態(tài)時(shí)的漏電流可以忽略不計(jì)，因而其損耗主要包括：通態(tài)損耗Pcon、開(kāi)通損耗 Pcross_on、關(guān)斷損耗 Pcross_off和體二極管損耗 PD，各損耗的計(jì)算公式分別為

式中：IRMS為通態(tài)時(shí)流過(guò)開(kāi)關(guān)管電流有效值；RDS（on）為開(kāi)關(guān)管的導(dǎo)通電阻；VDS和ID分別為MOSFET開(kāi)關(guān)瞬態(tài)漏源極兩端的電壓和流過(guò)漏極的電流；tcross_on和tcross_off分別為導(dǎo)通和關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程電壓和電流交接時(shí)間；Vr為功率二極管反向阻斷電壓；Qrr為反向恢復(fù)電荷；fs為開(kāi)關(guān)頻率。

4.2 變流器的損耗模型

4.2.1 全橋變換器部分

移相全橋變換器共有6種開(kāi)關(guān)模態(tài)，其主要工作波形如圖12所示［7］，因前、后半周期工作原理相同僅對(duì)t0～t4時(shí)間段進(jìn)行分析。t0～t4各個(gè)時(shí)間段變壓器原邊電流表示為

圖12 全橋變換器驅(qū)動(dòng)和原理波形Fig.12 Full bridge converter driving and principle waveforms

式中：n為變壓器變比；Lr為變壓器原邊漏感；Lf為整流橋輸出濾波電感；Vout為全橋變換器輸出電壓。

基于全橋變換器的工作原理，建立其主要包括開(kāi)關(guān)管和整流二極管的損耗模型。

通態(tài)損耗表示為

式中：RMOS為SiC MOSFET導(dǎo)通電阻；VSD_MOS為SiC MOSFET反并聯(lián)二極管通態(tài)壓降；Tcross為全橋變換器移相角對(duì)應(yīng)時(shí)間；Tr為t3～t4時(shí)間間隔。

對(duì)式（6）～式（9）進(jìn)行積分，可得

其他兩個(gè)開(kāi)關(guān)管損耗計(jì)算相等，因此全橋逆變部分總通態(tài)損耗為

采用移相控制軟開(kāi)關(guān)技術(shù)能使全橋變換器中的Q1~Q4實(shí)現(xiàn)零電壓開(kāi)通，由上述分析可知，開(kāi)關(guān)管開(kāi)通后一段時(shí)間其體二極管繼續(xù)保持續(xù)流狀態(tài)，因此是零電壓開(kāi)通，沒(méi)有開(kāi)通損耗。開(kāi)關(guān)管關(guān)斷后，其兩端電容開(kāi)始充電，電壓升高到母線電壓，并且關(guān)斷時(shí)開(kāi)關(guān)管依然流過(guò)電流，因此關(guān)斷損耗依然存在［8］。本系統(tǒng)中沒(méi)有外加諧振電容和諧振電感，利用變壓器的漏感和開(kāi)關(guān)管的寄生電容諧振在一定程度上減小了電壓電流交疊面積，進(jìn)而減小了關(guān)斷損耗。在電流較小時(shí)，電流變化時(shí)交疊時(shí)間變化較小。在一個(gè)開(kāi)關(guān)周期中，Q1和Q3在MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)流過(guò)漏極電流為I1時(shí)關(guān)斷一次，Q2和Q4在MOSFET關(guān)斷瞬態(tài)流過(guò)漏極電流為I2時(shí)關(guān)斷一次。因此，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期全橋逆變部分開(kāi)關(guān)損耗等效計(jì)算為

其中：

式中：VDS為關(guān)斷后漏源極兩端的電壓；tcross_off1和tcross_off2為不同電流下關(guān)斷瞬態(tài)過(guò)程電壓和電流的交截時(shí)間（電流較小時(shí)時(shí)間變化不大）；CDS為MOSFET的漏源極寄生電容［9］。

通過(guò)對(duì)全橋變換器工作原理的分析，不控整流部分通態(tài)損耗為

式中：VF為整流橋二極管通態(tài)壓降,VF=3.38 V；ILf為整流橋輸出電流值；Tg為t1～t3時(shí)間間隔。

對(duì)于整流Si二極管，其開(kāi)通損耗在開(kāi)關(guān)損耗中可忽略不計(jì)，由于該二極管存在較大反向恢復(fù)電流，故關(guān)斷損耗不可忽略。其開(kāi)關(guān)損耗為

4.2.2 三相逆變部分

逆變器常用的控制策略有正弦脈寬調(diào)制SPWM（sinusoidal pulse width modulation）和空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM（space vector pulse modulation），三相兩電平逆變器結(jié)構(gòu)和SPWM調(diào)制方式應(yīng)用已非常成熟，經(jīng)過(guò)分析比較，采用SiC MOSFET作為開(kāi)關(guān)器件時(shí)，SVPWM損耗大于SPWM損耗。在此，僅對(duì)逆變器在SPWM調(diào)制方式下的損耗進(jìn)行分析。

SPWM調(diào)制，即用三角波作為載波，以所期望得到的正弦波作為調(diào)制信號(hào)，當(dāng)三角波與正弦波相交時(shí)，用交點(diǎn)電壓比較來(lái)控制開(kāi)關(guān)管的通斷。兩電平逆變器交流輸出部分區(qū)域劃分如圖13所示，圖中調(diào)制信號(hào)幅值為m。在一個(gè)載波周期內(nèi)，根據(jù)調(diào)制信號(hào)和載波信號(hào)的波形，可計(jì)算出各管的開(kāi)關(guān)時(shí)間。

考慮死區(qū)時(shí)間td，一個(gè)開(kāi)關(guān)周期Ts內(nèi)MOSFET和二極管的導(dǎo)通時(shí)間δQ（t）、δD（t）表示為

式中，φ為功率因數(shù)角。

三相逆變器的工作原理在很多資料中已詳細(xì)分析，一個(gè)周期內(nèi)逆變器會(huì)工作在4種模式下，不做詳細(xì)分析。調(diào)制函數(shù)和負(fù)載電流波形如圖13所示，輸出電流滯后輸出電壓相位φ。

在SPWM調(diào)制方式下，調(diào)制函數(shù)和負(fù)載電流函數(shù)［10］為

式中，Im為逆變側(cè)輸出電流最大值。

圖13 兩電平逆變器交流輸出部分區(qū)域劃分Fig.13 Partial partition of AC output of two-level inverter

在一個(gè)載波周期內(nèi)，電流變化很小，由于交流側(cè)與負(fù)載相連，電流可視為輸出負(fù)載基波相電流值。如圖13中，以電壓為基準(zhǔn)分區(qū)域，只計(jì)算電流為正的區(qū)域［11］。

Q5的通態(tài)損耗為

D8的通態(tài)損耗為

對(duì)式（22）、式（23）分別進(jìn)行積分，可得

其他兩個(gè)橋臂功率損耗和A橋臂相等，因此SPWM調(diào)制下兩電平逆變器總通態(tài)損耗為

器件開(kāi)關(guān)損耗受開(kāi)關(guān)時(shí)刻漏源電壓、電流的影響較大，開(kāi)關(guān)損耗可以表示為

式中：Eon（t）、Eoff（t）分別為在某時(shí)刻開(kāi)、關(guān)能量損耗；f為輸出電流頻率。當(dāng)N很大時(shí)，式（27）可以用積分表示。只計(jì)算電流為正區(qū)域，則開(kāi)關(guān)損耗為

對(duì)式（28）積分，得到總開(kāi)關(guān)損耗為

表4 散熱模型功率條件Tab.4 Thermal model power conditions

4.3 變流器損耗仿真分析

為了驗(yàn)證所建損耗模型的準(zhǔn)確性及SiC變流器的效率優(yōu)化，利用Power Simulation仿真軟件對(duì)整個(gè)變流器系統(tǒng)進(jìn)行仿真分析。軟件自帶有Thermal Module模塊，分別選取不同類(lèi)型開(kāi)關(guān)器件，按照實(shí)際器件手冊(cè)設(shè)置模塊參數(shù)，能夠較真實(shí)反映系統(tǒng)損耗情況。按照真實(shí)系統(tǒng)設(shè)置仿真參數(shù)見(jiàn)表2。其中，除不控整流部分開(kāi)關(guān)器件選擇IXYS公司的MEE250-12DA，其余部分將原系統(tǒng)中的Infineon-FF225R17ME4改為CREE公司的SiC模塊CAS 300M17BM2。變流器主要由全橋變換器和三相逆變器組成，采用移相全橋控制方式；逆變采用3次諧波注入SPWM調(diào)制。

根據(jù)第4.2節(jié)的損耗計(jì)算模型，按照如表4所示的功率條件進(jìn)行計(jì)算，在輸入電壓為750 V時(shí)，開(kāi)關(guān)管通態(tài)損耗和開(kāi)關(guān)損耗仿真和理論計(jì)算結(jié)果如表5所示，分為全橋逆變、不控整流和三相逆變?nèi)糠帧１?給出了在不同輸入電壓Ui下原變流器系統(tǒng)和改進(jìn)后的變流器系統(tǒng)計(jì)算損耗對(duì)比。表中，各電壓等級(jí)下的上行為原系統(tǒng)損耗計(jì)算值，下行為優(yōu)化后系統(tǒng)損耗計(jì)算值。

在輸入電壓Ui為750 V時(shí)，原系統(tǒng)總損耗計(jì)算值為1 336.89 W，優(yōu)化后系統(tǒng)總損耗計(jì)算值為1 132.99 W，由于開(kāi)關(guān)頻率的增加，改進(jìn)后系統(tǒng)全橋部分開(kāi)關(guān)損耗雖小幅度增大，整體器件損耗明顯降低。并且直流支撐電容、濾波電容和濾波電感值都有所減小，其體積相應(yīng)減小，功率密度得到提升。

表5 仿真和理論損耗對(duì)比（Ui=750 V）Tab.5 Loss comparison of simulation and theoretical（Ui=750 V）W

表6 原系統(tǒng)和優(yōu)化系統(tǒng)計(jì)算損耗對(duì)比Tab.6 Comparison of original system and current system loss simulation W

4.4 散熱方式選擇

模塊傳遞熱量的能力與冷卻方式關(guān)系很大。目前用于電力電子設(shè)備的散熱方式主要有：強(qiáng)迫水冷、空氣冷卻、熱管冷卻和液態(tài)冷卻等?？諝饫鋮s方式中自然冷卻散熱能力弱，強(qiáng)迫風(fēng)冷噪聲較大，灰塵增多；熱管冷卻的散熱能力雖好于空氣冷卻，但在有些功率較大，能量密度較高的場(chǎng)合仍不足以保證系統(tǒng)安全工作。經(jīng)過(guò)優(yōu)化后的輔助變流器具有較高的功率密度，較高的功率等級(jí)，對(duì)于熱密度較大的器件而言，液態(tài)冷卻方式能較好地解決散熱問(wèn)題。目前研究較多的液態(tài)冷卻中強(qiáng)迫水冷是一種較常用的方式，由于水的比熱容大，且水冷散熱器體積小、可靠性高，被廣泛應(yīng)用在高壓大功率電力電子裝置的散熱模塊中［12］。本文中改進(jìn)后的輔助變流器和原系統(tǒng)一樣采用強(qiáng)迫水冷散熱方式，按各部分散熱量合理布局散熱器，并保有一定熱量裕度，使之滿足輔助變流器冷卻要求。

5 結(jié)語(yǔ)

本文針對(duì)車(chē)載輔助變流器對(duì)功率密度、可靠性和效率的較高要求，充分發(fā)揮SiC MOSFET的優(yōu)良特性，在原有以Si IGBT作為開(kāi)關(guān)器件的輔助變流系統(tǒng)基礎(chǔ)上，對(duì)系統(tǒng)無(wú)源器件進(jìn)行了優(yōu)化設(shè)計(jì)，完成以SiC MOSFET為開(kāi)關(guān)器件的功率模塊整體替代。詳細(xì)闡述了SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)電路的設(shè)計(jì)思路，以此為依據(jù)設(shè)計(jì)可用于輔助變流器的 SiC MOSFET驅(qū)動(dòng)電路，為檢測(cè)驅(qū)動(dòng)電路的性能，進(jìn)行了驅(qū)動(dòng)能力測(cè)試、過(guò)流/欠壓保護(hù)實(shí)驗(yàn)和雙脈沖實(shí)驗(yàn)。最后針對(duì)變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)建立了系統(tǒng)損耗模型，通過(guò)仿真進(jìn)行驗(yàn)證，并對(duì)輔助變流系統(tǒng)的散熱方式進(jìn)行說(shuō)明。

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Application Research of Auxiliary Inverter Based on SiC MOSFET

XIE Jiaji,YOU Xiaojie,GUO Xizheng,WU Jingjing,LI Zhijian
（School of Electrical Engineering,Beijing Jiaotong University,Beijing 100044,China）

Auxiliary converter is an important part of the vehicles in rail transit.Using SiC MOSFETs as the switching devices can improve the power density overall.In this paper,The power modules of the converter system are replaced by SiC MOSFET completely and the surrounding passive components are optimized.A driver is designed for SiC MOSFET based on the characteristics of the device and the driver is tested.The power loss calculation model is established based on the topology of the converter and the model is validated by simulation.A comparison of power loss for the original converter and the converter using SiC MOSFETs is made.

auxiliary inverter;passive component;driver circuit;loss model

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．2.067

TM 922

A

2016-11-30