任永宏，劉 碩，謝 敏，張方華

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京 211106）

一種適用于航空DC/DC變換器短路限流的控制策略

任永宏，劉 碩，謝 敏，張方華

（南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京 211106）

針對(duì)航空變換器在負(fù)載短路時(shí)需要輸出3倍額定電流的要求，提出了一種適用于航空DC/DC變換器短路限流的控制策略。在傳統(tǒng)電壓-電流雙環(huán)控制DC/DC變換器的基礎(chǔ)上，引入輸出電壓前饋控制，即將輸出電壓作為前饋信號(hào)，與電流控制器的輸出信號(hào)相加共同作為調(diào)制信號(hào)與三角載波交截。通過合理設(shè)計(jì)前饋系數(shù)，保證電流控制器的輸出電壓在負(fù)載短路前后基本保持不變，旁路了PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的延時(shí)影響，使得短路瞬間占空比即時(shí)修正，有效抑制了短路瞬間的電流沖擊。小信號(hào)建模分析表明，輸出電壓前饋的引入基本不會(huì)影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。仿真和實(shí)驗(yàn)均驗(yàn)證了該控制策略的有效性。

航空DC/DC變換器；輸出電壓前饋；電流沖擊抑制；控制策略

270 V航空高壓直流電源是現(xiàn)階段飛機(jī)供電系統(tǒng)的發(fā)展方向［1-2］。為對(duì)某些機(jī)載28 V用電設(shè)備供電，需要高降壓比DC/DC變換器［3］。為提高航空電氣系統(tǒng)的供電可靠性，相關(guān)標(biāo)準(zhǔn)［4］要求航空DC/ DC變換器具有2倍額定負(fù)載電流的過載能力，并具有持續(xù)5 s輸出3倍額定負(fù)載電流的短路能力。對(duì)于前級(jí)LLC直流變壓器（LLC-DCT）、后級(jí)Buck變換器的兩級(jí)式拓?fù)?，前?jí)LLC-DCT實(shí)現(xiàn)高降壓比隔離輸出，后級(jí)Buck變換器可實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓輸出，且具備過載和短路能力［5-6］。

基于電壓-電流雙環(huán)控制的Buck變換器，具有高效率、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快、過流保護(hù)等優(yōu)點(diǎn)。當(dāng)輸出側(cè)發(fā)生短路時(shí)，電壓控制器的輸出提供最大電流的限制信號(hào)，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)態(tài)短路限流［7-8］。但由于PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)含有積分環(huán)節(jié)，其延時(shí)特性使得誤差放大器的輸出不能立即響應(yīng)短路時(shí)的負(fù)載階躍，在負(fù)載短路瞬間會(huì)造成很大的電流沖擊，影響系統(tǒng)的可靠性，甚至損壞功率器件［9-11］。

本文提出了一種適合于航空DC/DC變換器短路限流的控制策略。以Buck變換器為例，文章首先分析了短路瞬間電流沖擊產(chǎn)生的原因，然后對(duì)所提出的控制策略進(jìn)行原理分析。通過小信號(hào)建模分析了該控制策略對(duì)原控制系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能的影響，并進(jìn)行了仿真分析和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證。

1 短路電流沖擊產(chǎn)生的本質(zhì)原因

電壓-電流雙環(huán)控制的Buck變換器如圖1所示。電壓控制器比較電壓基準(zhǔn)vref與輸出電壓采樣vf，其輸出電壓經(jīng)過比例環(huán)節(jié)KCV分壓后作為電流控制器的基準(zhǔn)信號(hào)vCV，vCV與電感電流采樣if比較后得到誤差電壓vCA，再與三角載波Vsaw比較得到占空比D，從而驅(qū)動(dòng)開關(guān)管工作得到期望的輸出電壓Vo。其中比例環(huán)節(jié)KCV是短路限流值的采樣電壓與電壓環(huán)正向飽和輸出電壓的比值。

圖1 電壓-電流雙環(huán)控制的同步整流Buck變換器Fig.1 Double-loop controlled synchronous Buck converter

對(duì)于級(jí)聯(lián)結(jié)構(gòu)的DC/DC變換器，為了提高系統(tǒng)的效率，通常使Buck變換器穩(wěn)態(tài)工作時(shí)的占空比接近最大值（如0.95）［12］。穩(wěn)態(tài)時(shí)電感兩端電壓差vLf的平均值應(yīng)該為0，即滿足伏秒平衡，則電感電流的上升和下降斜率分別為

當(dāng)負(fù)載發(fā)生短路時(shí)，輸出電壓采樣vf快速降為0 V。而電壓基準(zhǔn)vref保持不變，因此電壓外環(huán)的輸出緩慢正向飽和，電流內(nèi)環(huán)的基準(zhǔn)電壓vCV緩慢升高。由于電感電流不能突變，其采樣值if并不會(huì)立即升高，所以電流內(nèi)環(huán)的輸出電壓vCA有上升趨勢。在電壓-電流雙閉環(huán)控制系統(tǒng)中，通常電流環(huán)的響應(yīng)速度要比電壓環(huán)快，且誤差響應(yīng)時(shí)間遠(yuǎn)大于一個(gè)開關(guān)周期，因此可認(rèn)為vCA在短路瞬間恒定不變。經(jīng)過若干個(gè)開關(guān)周期后，vCA下降到接近三角載波的最小值VsL，占空比減小到接近0，隨后電流環(huán)的輸出反向飽和，直到進(jìn)入短路限流的穩(wěn)態(tài)。因此，在此過程中，占空比由原穩(wěn)態(tài)值Vo/Vin逐漸減小到短路穩(wěn)態(tài)值（接近0）。短路后電感兩端的電壓差vLf和電感電流iLf波形如圖2所示，達(dá)到短路穩(wěn)態(tài)前vLf的平均值不再為0，即不滿足伏秒平衡。由式（1）知電感電流iLf上升斜率約為Vin/Lf，下降斜率約為0，因此電感在此階段處于單向磁化狀態(tài)，導(dǎo)致產(chǎn)生很大的電流沖擊。

圖2 Buck變換器負(fù)載短路時(shí)的主要波形Fig.2 Key waveforms of Buck converter under shorted load

綜上所述，Buck變換器短路電流沖擊產(chǎn)生的本質(zhì)原因是由于PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的延時(shí)特性使得占空比不能即時(shí)修正，從而導(dǎo)致電感兩端電壓不滿足伏秒平衡，電感的單向磁化導(dǎo)致產(chǎn)生電流沖擊。

2 基于輸出電壓前饋的短路控制策略

2.1 短路控制策略的工作原理

本文提出了一種適合于Buck變換器短路運(yùn)行的控制策略，該方法將輸出電壓作為前饋信號(hào)，與電流控制器的輸出電壓相加后共同作為調(diào)制信號(hào)［13］，再與三角載波交截形成占空比D。其基于輸出電壓前饋OVFF補(bǔ)償（output voltage feed-forward）雙環(huán)控制Buck變換器原理框圖如圖3所示。

圖3 基于OVFF補(bǔ)償?shù)碾p環(huán)控制Buck變換器原理框圖Fig.3 Block diagram of double-loop controlled Buck converter with OVFF compensation

占空比D的表達(dá)式為

式中：VsH、VsL分別為三角載波的電壓最大值和最小值；ve為與三角載波交截的調(diào)制信號(hào)電壓，加入輸出電壓前饋后，有

式中：K為輸出電壓前饋比例系數(shù)；vCA為電流控制器輸出電壓。

加入輸出電壓前饋后Buck變換器的工作原理如下：當(dāng)變換器在正常負(fù)載條件下工作時(shí)，對(duì)于電感電流連續(xù)模式CCM（continuous conduction mode），輸出電壓Vo為

此時(shí)調(diào)制信號(hào)ve由輸出電壓前饋信號(hào)KVo和vCA兩部分構(gòu)成，且輸出電壓前饋信號(hào)為主要成分。

當(dāng)負(fù)載發(fā)生短路后，輸出電壓接近0 V，則輸出電壓前饋值也同時(shí)變?yōu)?。此時(shí)調(diào)制信號(hào)等于vCA，變換器對(duì)應(yīng)占空比約為0，即

聯(lián)立式（2）～式（5），可以求得

即前饋比例系數(shù)K為三角載波的峰峰值電壓Vsaw與輸入電壓Vin的比值。

通過上述分析可知，若工作在CCM模式的電壓型控制Buck變換器加入輸出電壓前饋，且前饋比例系數(shù)滿足式（6）時(shí)，在變換器短路前后，電流控制器輸出電壓vCA保持不變。而輸出電壓前饋信號(hào)在變換器短路后快速降為0，那么調(diào)制信號(hào)ve在短路后發(fā)生驟變，使得占空比由原來的穩(wěn)態(tài)值Vo/Vin即時(shí)修正為短路時(shí)穩(wěn)態(tài)值0。占空比的即時(shí)修正可以保證電感兩端電壓vLf的平均值基本為0，即滿足伏秒平衡，如圖4所示。這樣一方面可避免短路瞬間由于電感單向磁化導(dǎo)致的電流沖擊，另一方面減少了兩個(gè)穩(wěn)態(tài)之間切換的暫態(tài)時(shí)間，提高了系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度。

綜上所述，輸出電壓前饋的引入旁路了PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的延時(shí)影響，使得短路瞬間對(duì)占空比進(jìn)行即時(shí)修正，有效抑制短路瞬間的電流沖擊。

圖4 引入OVFF補(bǔ)償后Buck變換器負(fù)載短路時(shí)的主要波形Fig.4 Key waveforms of Buck converter under shorted load with OVFF compensation

2.2 系統(tǒng)性能分析

輸出電壓前饋的引入抑制了Buck變換器短路瞬間的電流沖擊，改善了輸出側(cè)短路瞬間的性能。為綜合評(píng)價(jià)該控制策略，本節(jié)對(duì)引入輸出電壓前饋后的系統(tǒng)進(jìn)行小信號(hào)建模，分析其對(duì)原雙環(huán)系統(tǒng)性能的影響。

引入輸出電壓前饋后雙環(huán)系統(tǒng)的控制框圖及其等效變換如圖5所示。圖中，虛線為輸出電壓前饋環(huán)節(jié)。

Gvd（s）和Gid（s）分別為占空比對(duì)輸出電壓和電感電流的傳遞函數(shù)；G（s）和G（s）分別為電vi壓調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器的傳遞函數(shù)；Hv（s）和Hi（s）分別為輸出電壓和電感電流的采樣系數(shù)；Fm（s）為

圖5 帶OVFF補(bǔ)償?shù)腄C/DC變換器控制框圖Fig.5 Control block diagram of DC/DC converter with OVFF compensation

根據(jù)圖5，引入輸出電壓前饋前變換器電流環(huán)的環(huán)路增益Ti（s）為

電流環(huán)開環(huán)時(shí)電壓環(huán)的環(huán)路增益T（s）為

電流環(huán)閉環(huán)時(shí)電壓環(huán)的環(huán)路增益Tv（s）為

引入輸出電壓前饋后，電流環(huán)閉環(huán)時(shí)電壓環(huán)的環(huán)路增益Tv_F（s）為

對(duì)比式（9）和式（10），Tv_F（s）的分母中多出一項(xiàng)，記為GF（s），即

可以看出，輸出電壓前饋比例系數(shù)K越小，對(duì)應(yīng)|GF（s）|越小，其對(duì)電壓環(huán)的環(huán)路增益影響越小，則對(duì)原系統(tǒng)性能的影響越小。這是因?yàn)镵越小，輸出電壓前饋信號(hào)KVo對(duì)調(diào)制信號(hào)ve的貢獻(xiàn)越小。

CCM模式下理想Buck變換器的Gvd（s）、Gid（s）表達(dá)式分別為

式中，R為Buck變換器的負(fù)載電阻。

將式（6）、式（12）以及Fm（s）=1/Vsaw代入式（11）中，可得

圖6為GF（s）與Ti（s）的幅頻曲線。由圖可知，|GF（s）|在低頻段接近于1，在中頻段（輸出濾波器的諧振頻率處）存在極大值，且略大于1，而在高頻段則迅速衰減；在全頻率范圍內(nèi)，|GF（s）|＜＜|Ti（s）|。因此，GF（s）對(duì)Tv_F（s）的影響甚微。

圖6 GF（s）與Ti（s）的幅頻曲線Fig.6 Amplitude frequency curves of GF（s）and Ti（s）

圖7 引入OVFF補(bǔ)償前后的環(huán)路增益對(duì)比Fig.7 Comparison of loop gains with and without OVFF compensation

將CCM模式下Buck變換器的Gvd（s）、Gid（s）、Fm（s）［8］以及經(jīng)過設(shè)計(jì)的比列環(huán)節(jié)KCV、Hv（s）、Hi（s）和補(bǔ)償環(huán)節(jié)Gv（s）、Gi（s）分別代入式（9）和式（10）中，通過Mathcad軟件得到引入輸出電壓前饋前后系統(tǒng)的環(huán)路增益，如圖7所示。由圖可以看出，引入輸出電壓前饋前后，系統(tǒng)的環(huán)路增益曲線基本重合。因此，若前饋比例系數(shù)滿足式（6）時(shí)，輸出電壓前饋控制基本不會(huì)影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。

3 仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證所提出控制策略的有效性，本文采用Saber仿真軟件對(duì)電路系統(tǒng)進(jìn)行仿真。仿真模型中Buck變換器的關(guān)鍵參數(shù)如表1所示。

表1 Buck變換器關(guān)鍵參數(shù)Tab.1 Key parameters of Buck converter

3.1 短路性能的仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖8為不加輸出電壓前饋時(shí)Buck變換器負(fù)載短路時(shí)的仿真波形，圖中vGS為開關(guān)管Q1的驅(qū)動(dòng)電壓。從圖8（a）中可以看出，不加輸出電壓前饋時(shí)，Buck變換器在短路瞬間產(chǎn)生很大的電流沖擊；圖8（b）為短路瞬間圖8（a）虛線框內(nèi)的局部放大圖，可以看出，由于電流控制器輸出電壓vCA緩慢下降導(dǎo)致占空比由原穩(wěn)態(tài)值Vo/Vin逐漸減小到0，電感在此階段的單向磁化造成電流沖擊，驗(yàn)證了理論分析的正確性。

圖9為引入輸出電壓前饋后Buck變換器負(fù)載短路時(shí)的仿真波形，其中K可根據(jù)式（6）計(jì)算得到，即

圖8 未加OVFF補(bǔ)償?shù)腟aber仿真Fig.8 Results of saber simulation without OVFF compensation

圖9 加入OVFF補(bǔ)償?shù)腟aber仿真波形Fig.9 Results of saber simulation with OVFF compensation

從圖9（a）中可以看出，引入輸出電壓前饋后Buck變換器在短路瞬間幾乎沒有電流沖擊，電感電流iLf從額定值28.6 A平穩(wěn)過渡到短路限流值80 A；圖9（b）為短路瞬間圖9（a）虛線框內(nèi)的局部放大圖，可以看出，電流控制器輸出電壓vCA在短路前后保持不變，輸出電壓前饋的引入使得占空比即時(shí)修正，避免了電感單向磁化導(dǎo)致的電流沖擊。

實(shí)驗(yàn)室搭建了一臺(tái)原理樣機(jī)，Buck變換器的主要參數(shù)與Saber仿真參數(shù)相同，如表1所示。其中控制芯片使用SG3525。

圖10給出了引入OVFF補(bǔ)償前后Buck變換器負(fù)載短路時(shí)的實(shí)驗(yàn)波形。由圖10可知，實(shí)驗(yàn)結(jié)果與仿真分析結(jié)果一致，輸出電壓前饋的引入能有效抑制Buck變換器短路造成的電流沖擊。需要說明的是，圖10中短路后的電感電流iLf脈動(dòng)較大，這是因?yàn)閷?shí)際電路中所用控制芯片SG3525的占空比限制使得變換器進(jìn)入Burst工作模式。

圖10 OVFF補(bǔ)償前后Buck變換器短路實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比Fig.10 Comparison of waveforms for Buck converter with and without OVFF compensation

圖11 Buck變換器突加突卸、負(fù)載仿真波形對(duì)比Fig.11 Comparison of the simulation waveforms for the sudden load and unload of Buck converter

圖12 Buck變換器突加、突卸負(fù)載實(shí)驗(yàn)波形對(duì)比Fig.12 Comparison of the experimental waveforms for the sudden load and unload of Buck converter

3.2 動(dòng)態(tài)性能的仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

圖11為引入OVFF補(bǔ)償前后Buck變換器突加、突卸負(fù)載（10%和90%額定負(fù)載之間）的仿真波形，圖12為突加、突卸負(fù)載的實(shí)驗(yàn)波形。從圖11、圖12中可以看出，引入OVFF補(bǔ)償前后，Buck變換器在突加、突卸負(fù)載的過程中系統(tǒng)動(dòng)態(tài)響應(yīng)時(shí)間基本相同，輸出電壓暫態(tài)過沖幅值基本相同。因此，輸出電壓前饋的引入基本不會(huì)影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能。

3.3 穩(wěn)態(tài)性能驗(yàn)證

圖13為引入輸出電壓前饋前后Buck變換器的負(fù)載調(diào)整率。由圖可以看出，2條負(fù)載調(diào)整率曲線基本重合，因此輸出電壓前饋的引入基本不會(huì)影響原雙環(huán)控制系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)性能。

圖13 Buck變換器負(fù)載調(diào)整率對(duì)比Fig.13 Comparison of load regulation rate of Buck converter

4 結(jié)論

本文分析了造成雙環(huán)控制Buck變換器短路瞬間產(chǎn)生電流沖擊的原因，提出了一種基于輸出電壓前饋的短路控制策略。經(jīng)過理論分析與仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，可以得出以下結(jié)論：

（1）傳統(tǒng)PI補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的延時(shí)特性導(dǎo)致電感電壓不滿足伏秒平衡是造成短路電流沖擊的本質(zhì)原因。

（2）通過合理設(shè)計(jì)前饋系數(shù)，提出的輸出電壓前饋控制策略能夠有效抑制短路瞬間的電流沖擊。

（3）通過合理設(shè)計(jì)前饋系數(shù)，輸出電壓前饋控制的引入基本不會(huì)影響原雙環(huán)系統(tǒng)的穩(wěn)態(tài)和動(dòng)態(tài)性能。

［1］秦海鴻,嚴(yán)仰光.多電飛機(jī)的電氣系統(tǒng)［M］.北京:北京航空航天大學(xué)出版社,2015.

［2］Avery C R,Burrow S G,Mellor P H.Electrical generation and distribution for the more electric aircraft［C］.Universities Power Engineering Conference,2007,UPEC 2007, 42nd International,IEEE,2007:1007-1012.

［3］劉福鑫.高壓直流電源系統(tǒng)中 DC/DC變換器的研究［D］.南京:南京航空航天大學(xué),2004. Liu Fuxing.Reaserch on DC/DC converter for HVDC power system［D］.Nanjing:Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,2004（in Chinese）.

［4］GJB 181B-2012,飛機(jī)供電特性［S］.北京:中國人民解放軍總裝備部軍標(biāo)出版發(fā)行部,2012. GJB 181B-2012,aircraft power supply characteristics［S］. Beijing:General Armament Department of the people's Liberation Army of China Central Military Commission equipment development department,2012（in Chinese）.

［5］Chen Hui,Wu Xinke.LLC resonant DC transformer（DCX）with parallel PWM output tight regulation［C］.2014 IEEE Energy Conversion Congress and Exposition（ECCE）.IEEE, 2014:4742-4747.

［6］石健將,章江銘,龍江濤,等.高頻變壓器一次側(cè)串聯(lián)LLC+輸出端并聯(lián)Buck級(jí)聯(lián)直流變換器［J］.電工技術(shù)學(xué)報(bào),2015,30（24）:93-102. Shi Jianjiang,Zhang Jiangming,Long Jiangtao,et al.A cascaded DC converter with primary series transformer LLC and output interleaved buck［J］.Transactions of China Electrotechnical Society,2015,30（24）:93-102（in Chinese）.

［7］Matsuo H,Kurokawa F,Takeda T.Analysis of the dynamic characteristics in the overcurrent limited mode of the DCDC converter［J］.IEEE Transactions on Power Electronics, 1989,4（2）:175-180.

［8］杜雄,周雒維,孫鵬菊.雙頻Buck變換器的交流小信號(hào)模型與控制策略［J］.電源學(xué)報(bào),2007,5（1）:40-47. Du Xiong,Zhou Luowei,Sun Pengju.AC small signal model and control of buck converter with double-frequency［J］. Journal of Power Supply,2007,5（1）:40-47（in Chinese）.

［9］Li Yanming,Mao Xiangyu,Wang Hongyi,et al.An improved hiccup mode short-circuit protection technique with effective overshoot suppression for DC-DC converters［J］. IEEE Transactions on Power Electronics,2013,28（2）: 877-885.

［10］Luo Y K,Chiou C C,Wu C H,et al.Transient improvement by window transient enhancement and overshoot suppression techniques in current mode boost converter［J］. IEEE Transactions on Power Electronics,2011,26（10）: 2753-2761.

［11］Wang P Y,Huang S Y,Fang K Y,et al.An undershoot/ overshoot-suppressed current-mode buck converter with voltage-setting control for type-II compensator［C］.Solid-State Circuits Conference.IEEE,2015.

［12］Erickson R W，Maksimovic D．Fundamentals of power electronics［M］．Norwell：MA．Kluwer，2011.

［13］Kazimierczuk M K,Edstrom A J,Reatti A.Buck PWM DC-DC converter with reference-voltage-modulation feedforward control［C］.Circuits and Systems,2001.ISCAS 2001. The 2001 IEEE International Symposium on.IEEE,2001,3: 537-540.

An Improved Control Method for Aviation DC/DC Converter with Overshoot Suppression under Shorted Load

REN Yonghong,LIU Shuo,XIE Min,ZHANG Fanghua
（College of Automation Engineering,Nanjing University of Aeronautics and Astronautics,Nanjing 211106,China）

According to the requirement of three times of rated current when the load is shorted,an improved control method of shorted-load current-limiting for aviation DC/DC converter is proposed.Based on traditional doubleloop control DC/DC converter,the output voltage feed-forward（OVFF）control is introduced.The output voltage is taken as the feed-forward input signal,which is added with the output of the current controller as the modulation signal to achieve intersection with the triangle wave.Through rational design of feed-forward coefficient,it can be ensure that the output of the current controller is roughly constant when the load shorted,which bypasses the delay effect of PI compensation network and corrects the duty cycle instantly,so the current-overshoot can be suppressed effectively.Small signal modeling shows that OVFF control practically does not affect the steady-state and dynamic characteristics of the original double-loop control system.The effectiveness of the proposed control method is verified by both simulation and experiment.

aviation DC/DC converter;output voltage feed-forward（OVFF）;overshoot suppression;control method

10.13234/j.issn.2095-2805．2017．2.024

TM 46

A

2016-10-24

國家自然科學(xué)基金資助項(xiàng)目（51377079）；江蘇省“青藍(lán)工程”資助項(xiàng)目。

Project Supported by the National Natural Science Foundation of China（51377079）;Qing Lan Project of Jiangsu Province.