宣圣謝賢，高 強

（上海交通大學(xué)電氣工程系，上海200240）

基于新型四開關(guān)逆變器的集成式電動汽車充電器

宣圣謝賢，高 強

（上海交通大學(xué)電氣工程系，上海200240）

對基于新型四開關(guān)逆變器的集成式電動汽車充電器進行研究。這種充電器通過重復(fù)利用逆變器、電機繞組、傳感器以及控制和驅(qū)動電路，大幅降低了電機驅(qū)動和電池充電系統(tǒng)的成本、重量和體積。在分析集成式充電器的運行原理，并提出了其運行于電力拖動模式和電池充電模式時所采用的調(diào)制和控制策略，并在此基礎(chǔ)上搭建了仿真模型。仿真結(jié)果表明，當這種集成式充電器運行于電力拖動模式時能夠在電機繞組上產(chǎn)生正弦電流，使電機正常旋轉(zhuǎn)；當其運行于電池充電模式時，能對電池進行充電，輸入功率因數(shù)接近于1，輸入電流諧波含量較低。

四開關(guān)逆變器；電池充電器；電動汽車

石油資源的日益緊張和空氣污染問題的不斷惡化促進了電動汽車的研究［1-3］。電動汽車的功率由電池提供，而電池通常通過交流電源進行充電，因此電動汽車都會配備一個車載充電器。車載充電器的重量和體積影響電動汽車的整體效率、性能和成本。另外國家對電池充電時的輸入功率因數(shù)和輸入電流諧波含量設(shè)立的相關(guān)標準，要求接近單位功率因數(shù)和輸入電流諧波低，以提高交流電網(wǎng)的電能質(zhì)量。因此亟待需要一種輕巧、廉價的充電器，使其在較低成本情況下仍能達到較高的性能。

文獻［4］通過改變逆變器結(jié)構(gòu)，使交流電壓經(jīng)過整流后能夠直接加在逆變器一側(cè)，以達到重復(fù)利用電機驅(qū)動用六開關(guān)逆變器和電機繞組的目的。其將六開關(guān)逆變器改造成一個boost升壓充電電路或buck降壓充電電路，并將電機繞組復(fù)用為充電電感，從而使充電器成本得到降低,但這些集成式充電器需要增加一些繼電器或開關(guān)器件來改變逆變器結(jié)構(gòu)或電機繞組結(jié)構(gòu)，從而一定程度上增加了成本，且控制較復(fù)雜；文獻［5-6］通過改變電機繞組結(jié)構(gòu)，使三相或單相交流電壓能夠直接加在電機繞組上，將六開關(guān)逆變器重復(fù)利用為一個整流器，而電機繞組則成為一個交流輸入電感，其將電機的每相繞組分成多段，并從中引出抽頭，增加一些繼電器后可能選擇性的改變電機繞組的結(jié)構(gòu)。但這些集成式充電器同樣需要增加一些繼電器，且電機結(jié)構(gòu)需要重新設(shè)計，一定程度上會影響電機本身的性能。

本文將一種新型四開關(guān)逆變器［7,8］應(yīng)用于電動汽車的電機控制中，并對四開關(guān)逆變器稍作修改，通過交流電壓整流后施加在電機中性線處，將四開關(guān)逆變器重復(fù)利用為一個電池充電器。由于新型四開關(guān)逆變器較六開關(guān)逆變器的成本更低，又被重復(fù)利用為電池充電器，從而使電動汽車的驅(qū)動系統(tǒng)和充電系統(tǒng)的成本大幅降低。電機繞組被重復(fù)利用為充電電感使得系統(tǒng)的體積和重量也大幅縮小。另外由于流過電機繞組的電流為單方向電流，不會產(chǎn)生電磁轉(zhuǎn)矩，從而電機轉(zhuǎn)子可以保持靜止。本文深入分析了這種集成式充電器的運行原理，并搭建了仿真模型對運行理論進行了驗證。結(jié)果表明當集成式充電器運行于電力拖動模式時，電機繞組上能產(chǎn)生三相正弦半波電流，減去零序電流后呈正弦波，使電機能夠正常旋轉(zhuǎn)。當集成式充電器運行于電池充電模式時，能夠?qū)斎腚娏鬟M行有效控制，實現(xiàn)功率因數(shù)接近于1；且輸入電流諧波含量較低，符合IEC61000-3-2標準。

1 集成式充電器拓撲

基于新型四開關(guān)逆變器的集成式電動汽車充電器主電路拓撲如圖1所示。主電路拓撲主要包括1個新型四開關(guān)逆變器、1個不控整流橋、1個引出中心線的電機和1個電池組。整個拓撲共使用4個功率開關(guān)器件和7個功率二極管，且將電機繞組復(fù)用為boost電感，系統(tǒng)的整體成本、體積和重量被大幅降低。除了主電路器件的重復(fù)利用，電流傳感器、驅(qū)動及控制電路都可以被重復(fù)利用，這使得系統(tǒng)的成本進一步降低。

圖1 集成式電動汽車充電器主電路拓撲Fig.1 The main circuit topology of the integrated battery charger for electric vehicles

當系統(tǒng)運行于電力拖動模式時，單相電網(wǎng)電壓被斷開，系統(tǒng)由電池組直接供電驅(qū)動電機，此時不控整流橋（D4～D7）在新型四開關(guān)逆變器中等效為一個二極管，通過控制4個功率開關(guān)器件的通斷可控制電機正常旋轉(zhuǎn)；當系統(tǒng)運行于電池充電模式時，單相電網(wǎng)電壓被連接，系統(tǒng)給電池組進行充電，此時整流橋?qū)蜗嘟涣麟妷赫鞒梢粋€2倍電網(wǎng)頻率波動的直流電壓。開關(guān)S4恒關(guān)斷，主電路等效為3個升壓斬波電路并聯(lián)，且電機處于停滯狀態(tài)，三相繞組等效為3個boost電感。

2 集成式充電器運行模式

集成式充電器主要有2種運行模式：電力拖動模式和電池充電模式。

2.1 電力拖動模式

當系統(tǒng)運行于電力拖動模式，單相電網(wǎng)不再連接系統(tǒng)，不控整流橋被等效為一個二極管。此時用新型四開關(guān)逆變器對電機進行調(diào)速的控制方法可以與傳統(tǒng)六開關(guān)逆變器一樣，如磁場導(dǎo)向控制等。主要的不同在于空間電壓矢量脈寬調(diào)制時各矢量對應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)不同，另外新型四開關(guān)逆變器在調(diào)制時需要進行零序電流的抑制［8］。

新型四開關(guān)逆變器各開關(guān)狀態(tài)對應(yīng)的合成空間電壓矢量如表1所示，其中開關(guān)導(dǎo)通狀態(tài)以1表示，開關(guān)關(guān)斷狀態(tài)以0表示。其中6個S4恒關(guān)斷的開關(guān)狀態(tài)1000、1100、0100、0110、0010和1010輸出的電壓矢量與S1、S2、S3導(dǎo)通時對應(yīng)繞組上是否有電流有關(guān)：若電流為0，則這一矢量為零矢量；若電流不為0，則對應(yīng)矢量分別與S4導(dǎo)通時相同。得到了新型四開關(guān)逆變器的基本矢量和4個零矢量，就可利用空間矢量脈寬調(diào)制方法對電機進行控制，使電機磁鏈軌跡更接近圓形，從而運行更加平穩(wěn)。

表1 新型4開關(guān)逆變器的電壓空間矢量Tab.1 Voltage space vectors of the novel four-switch inverter

由于6個基本矢量對應(yīng)的開關(guān)S4恒導(dǎo)通的開關(guān)狀態(tài)（0111、0011、1011、1001、1101、0101）只會在電機繞組上產(chǎn)生負的母線電壓，會引起零序電流過大問題。零序電流雖然不會對電機產(chǎn)生有效轉(zhuǎn)矩，但當其流經(jīng)電機繞組時，會在繞組上產(chǎn)生較大的損耗，從而降低系統(tǒng)效率。另外零序電流過大時，三相電流可能會超過開關(guān)管或電機的最大允許電流。為了減小零序電流，使電機能夠正常運轉(zhuǎn)，需當對應(yīng)相電流不為0時使用S4恒關(guān)斷的開關(guān)狀態(tài)（0110、0010、1010、1000、1100、0100）來產(chǎn)生相同的電壓空間矢量，這些開關(guān)狀態(tài)能在電機繞組上施加正的母線電壓，降低零序電壓的平均值。

2.2 電池充電模式

當系統(tǒng)運行于電池充電模式，單相電網(wǎng)連接系統(tǒng)經(jīng)不控整流橋后產(chǎn)生一個2倍電網(wǎng)頻率波動的直流電壓。而開關(guān)S4保持關(guān)斷狀態(tài)，開關(guān)S1、S2和S3根據(jù)電池充電情況同時進行開通和關(guān)斷，主電路等效為3個升壓斬波電路的并聯(lián)。由于S1、S2和S3同時導(dǎo)通，總充電電流將在3個開關(guān)管上進行分流。較僅有單個開關(guān)管承受總電流的充電器，導(dǎo)通損耗被有效降低，從而提高了系統(tǒng)效率。

電池充電一般采用三段式充電方式［9,10］：恒流充電階段、恒壓充電階段和浮充充電階段，其中恒流充電和恒壓充電是電池充電的主要階段。為了控制輸入電流實現(xiàn)輸入功率因數(shù)接近于1和輸入電流低諧波含量，采用雙閉環(huán)控制方法，如圖2所示。

當電池荷電狀態(tài)SOC（state of charge）低于83%時，采用恒流充電模式。給定充電電流Io*與實際充電電流的差值ΔIo，經(jīng)過一個PI控制器后再乘以|sin θ|得到輸入直流側(cè)電流的給定值ig*。ig*與輸入直流側(cè)電流實際值ig的差值經(jīng)過一個PI控制器后得到3個升壓斬波電路開關(guān)的占空比D，由PWM發(fā)生器產(chǎn)生對應(yīng)的開關(guān)信號控制開關(guān)的導(dǎo)通與關(guān)斷。當電池荷電狀態(tài)SOC高于83%時，采用恒壓充電模式。較恒流充電模式在控制上的不同之處在于輸入直流側(cè)電流的給定值ig*由給定電池電壓Uo*與實際電池電壓Uo的差值ΔUo，經(jīng)過一個PI控制器后再乘以|sin θ|得到。其中θ為由鎖相環(huán)得到的電網(wǎng)電壓角度。通過乘以|sin θ|得到的輸入直流側(cè)電流給定值，能夠使輸入電流與電網(wǎng)電壓同相，從而實現(xiàn)單位功率因數(shù)。另外當外環(huán)跟蹤較好，外環(huán)PI輸出為一個較穩(wěn)定的值時，輸入直流側(cè)電流的給定值將是一個標準的正弦半波，若同時電流內(nèi)環(huán)跟蹤較好，則輸入電流將呈低諧波含量的正弦波。

圖2 電池充電模式時的控制框圖Fig.2 Control block diagram of battery charging mode

3 系統(tǒng)建模與仿真

3.1 系統(tǒng)仿真模型

為驗證本文所提出的集成式充電器及其控制策略的有效性，在Simulink環(huán)境下建立對應(yīng)的仿真模型，如圖3所示。本文主要側(cè)重說明此變流器拓撲工作于逆變狀態(tài)時的調(diào)制策略，而在永磁同步電機負載下，盡管通常還會存在電流環(huán)和轉(zhuǎn)速環(huán)，但是與簡單的阻感負載相比，兩種負載下的變流器調(diào)制策略是完全一致的，故為突出重點，選擇使用阻感負載代替電機負載來進行調(diào)制策略的解釋。取每相電阻和電感分別為8 Ω和3 mH。交流電源電壓為220 V，直流側(cè)電容為3 000 μF，開關(guān)頻率為10 kHz。電池參數(shù)如表2所示。

圖3 集成式充電器的仿真模型Fig.3 Simulation model of the integrated charger

表2 電池參數(shù)Tab.2 Battery parameters

3.2 電力拖動模式下的仿真

設(shè)置電池處于充滿狀態(tài)（SOC為100%），將交流電源斷開，由電池給新型四開關(guān)逆變器供電用于驅(qū)動電機。為了驗證系統(tǒng)能夠帶動電機正常旋轉(zhuǎn)，給定變頻變壓的參考電壓矢量模擬電機的變頻啟動過程，并利用第2.1節(jié)的空間電壓矢量進行空間矢量脈寬調(diào)制SVPWM（space vector pulse width modulation），得到的濾波后的三相電壓波形、三相電流波形和三相電流減去零序電流后的波形如圖4～圖6所示。

圖4 電機三相電壓波形Fig.4 Three phases voltage waveforms of the motor

圖5 電機三相電流波形Fig.5 Three phases current waveforms of the motor

圖6 電機三相電流減去零序電流后的電流波形Fig.6 Three phases current waveforms of the motor minus the zero sequence current

由圖4可知，電機繞組上的電壓幅值和頻率均緩慢增加并最終穩(wěn)定，與設(shè)定的參考電壓一致。由圖5和圖6可知，雖然相電流為正弦半波，但實際作用在電機各相繞組上的電流為三相正弦電流，故能夠在電機定子上形成圓形磁鏈使電機正常旋轉(zhuǎn)。

3.3 電池充電模式下的仿真

當電池荷電狀態(tài)SOC低于83%時，采用恒流充電模式。設(shè)置電池的荷電狀態(tài)SOC為50%，恒流充電的給定充電電流為8 A。利用第2.2節(jié)的控制方法對電池進行恒流充電，由于電池的充電電流呈波動狀態(tài)，對于圖2中的Io需先進行有效值求取后再與給定充電電流Io*相減求差值ΔIo。當充電電流有效值穩(wěn)定在8 A時，電池荷電狀態(tài)SOC、電流和電壓波形如圖7所示。交流側(cè)輸入電流和電壓波形如圖8所示，其中輸入電流被放大了15倍。輸入電流的FFT分析結(jié)果及其與IEC61000-3-2標準的對比如圖9所示。由圖7可知，系統(tǒng)運行在充電模式時，能夠?qū)﹄姵剡M行充電，充電過程中SOC和電池電壓緩慢上升。由圖8和圖9可知此時輸入電流與電網(wǎng)電壓同相位，輸入功率因數(shù)達到98%以上。輸入電流波形呈標準的正弦波，諧波含量較低，符合IEC61000 -3-2標準。

圖7 電池荷電狀態(tài)SOC、電流和電壓波形Fig.7 Waveforms of SOC,current and voltage of the battery

圖8 交流側(cè)輸入電流和電壓波形Fig.8 Waveforms of input current and voltage on AC side

圖9 交流側(cè)輸入電流FFT分析結(jié)果Fig.9 FFT analysis results of the input current on AC side

4 結(jié)語

本文提出了一種基于新型四開關(guān)逆變器的集成式電動汽車充電器，該充電器通過重復(fù)利用逆變器、電機繞組、傳感器以及控制和驅(qū)動電路，大幅降低了電機驅(qū)動和電池充電系統(tǒng)的成本、重量和體積。本文對這種集成式充電器的運行原理進行了深入分析，提出了其運行于電力拖動模式和電池充電模式時所采用的調(diào)制和控制策略。最后在Simulink環(huán)境下搭建了仿真模型，仿真結(jié)果與理論分析相一致，為基于這種集成式充電器的進一步研究奠定了理論基礎(chǔ)。由于時間和條件限制，暫無法提供實驗結(jié)果，但是實驗平臺正在規(guī)劃中。

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Novel Integrated Battery Charger Based on a Four-switch Inverter for Electric Vehicles

XUAN Shengxiexian,GAO Qiang
（Department of Electrical Engineering,Shanghai Jiao Tong University,Shanghai 200240,China）

A novel integrated battery charger based on a four-switch inverter for electric vehicles is presented, which reuses the inverter,motor windings,sensors,control and drive circuits,and hence the cost,weight and size of the drive system and charging system are greatly reduced.The operating modes of the integrated charger is analyzed. Modulation and control strategies are proposed for electric drive mode and the battery charge mode.Finally,a simulation model has been built,and the simulation results verify that the motor can run properly when the integrated battery charger is operated under electric drive mode.Also,when the integrated battery charger is operated under battery charge mode,the input power factor is closed to 1,and the input current has very low harmonic content.

four-switch inverter;battery charger;electric vehicles

宣圣謝賢（1990-），男，碩士研究生，研究方向：電力電子及電力傳動，E-mail：xuanshen_4401@qq.com。

宣圣謝賢

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.1.69

：TM 910

：A

2015-11-23

國家自然科學(xué)基金資助項目（51477101）

Project Supported by National Natural Science Foundation of China（51477101）

高強（1975-），男，通信作者，博士，副教授，研究方向：電機及其控制、風(fēng)力發(fā)電、電力電子，E-mail：gaoqiang@sjtu.edu. cn。