何 震，林 磊，林藝哲，李 昂

（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，強電磁工程與新技術(shù)國家重點實驗室，武漢430074）

一種單相MMC預(yù)充電控制策略

何 震，林 磊，林藝哲，李 昂

（華中科技大學(xué)電氣與電子工程學(xué)院，強電磁工程與新技術(shù)國家重點實驗室，武漢430074）

模塊化多電平換流器（MMC）的預(yù)充電通?？煞譃閮蓚€階段：不控整流以及boost升壓。三相MMC的boost升壓控制技術(shù)已經(jīng)較為成熟。然而與三相MMC不同的是，單相MMC的直流側(cè)具有獨立電容。因此，單相MMC的boost升壓階段必須同時考慮子模塊電容和直流側(cè)電容，這是單相MMC預(yù)充電的難點所在。文中提出了一種基于單相半橋子模塊（HBSM）的預(yù)充電策略。該策略的第一階段仍為不控整流，第二階段通過上下橋臂的能量之和與能量之差的控制來實現(xiàn)子模塊電容的boost升壓。之后，直流側(cè)電容電壓被交流側(cè)持續(xù)饋入的能量充到額定值。該控制方案使整個啟動過程快速、平滑、穩(wěn)定，對單相MMC做整流運行具有重大價值。最后，所提方案的有效性及正確性在一臺單相8個子模塊的實驗樣機上得到了驗證。

單相MMC；預(yù)充電控制；直流母線電容；boost升壓

模塊化多電平變流器MMC（modular multilevel converter）由于其模塊化程度高、可拓展性強、波形質(zhì)量好等優(yōu)點，吸引了國內(nèi)外廣大學(xué)者的關(guān)注［1］。現(xiàn)階段，對MMC的研究工作主要包括優(yōu)化調(diào)制算法［2］、降低換流器損耗、提高故障的處理能力［3］等。

MMC的啟動控制是一項重要的研究課題。目前，三相MMC的預(yù)充電技術(shù)已日漸成熟。文獻［4］通過對IGBT的控制將子模塊逐個充電，直至電容電壓達到MMC穩(wěn)態(tài)運行時的額定電壓。但是這種方法在工程領(lǐng)域的實用性不強，因為子模塊中IG-BT的驅(qū)動一般是從直流電容中直接取能，且子模塊控制單元并沒有獨立電源供電，因此當(dāng)子模塊電容初始電壓為0時，IGBT無法導(dǎo)通［5］。另一種方法是將預(yù)充電過程劃分為兩個階段［6-8］：不控整流和boost升壓。該方法不受子模塊電容初始電壓的影響，被應(yīng)用于實際工程中。然而不同于三相MMC的是，由于單相MMC的直流電流和橋臂電流相等，故直流側(cè)需要并聯(lián)電容來旁路直流電流中的交流紋波（主要是基頻分量），從而保證直流電壓的穩(wěn)定。另一方面，由于單相系統(tǒng)并網(wǎng)運行需要直流側(cè)中性點提供交流側(cè)電氣接口，故直流側(cè)需要采用兩個相等電容串聯(lián)的結(jié)構(gòu)來提供中性點。因此，由于直流側(cè)電容的存在使得三相MMC的啟動控制策略并不適用于單相MMC，這使得單相MMC的啟動成為一個難點。

本文提出了一套適用于單相MMC的啟動控制方案。該方案可分為不控整流和能量控制兩個階段。不控整流階段，直流側(cè)電容電壓以及子模塊電容電壓均快速上升。能量控制階段，通過對上下橋臂能量之和與能量之差值的控制來實現(xiàn)子模塊電容的boost升壓，接著直流側(cè)電容電壓被交流側(cè)持續(xù)饋入的能量充到額定值。整個啟動過程快速、穩(wěn)定、沖擊小，并在1臺單相8個子模塊的實驗樣機上得到了驗證。

1 單相MMC工作原理

單相模塊化多電平換流器（MMC）的基本結(jié)構(gòu)如圖1所示。其主電路是由單個相單元及直流側(cè)電容組成。相單元是由上下橋臂組成，每個橋臂是由N個子模塊及橋臂電感Larm級聯(lián)而成。直流側(cè)由兩個大小相等的電容C串聯(lián)而成，其中點O接地。相單元上下橋臂的中點與直流側(cè)中點O共同構(gòu)成了交流側(cè)的電氣接口，可以連接電網(wǎng)，也可以連接交流負載。子模塊為半橋結(jié)構(gòu)，由子模塊電容C0和兩個開關(guān)管T1、T2（IGBT和反并聯(lián)二極管）串聯(lián)而成。上下管的驅(qū)動脈沖互補，控制T1和T2的導(dǎo)通和關(guān)斷，使其交流輸出端口能夠產(chǎn)生0和Uc兩種電平，其中子模塊電容電壓的額定值為Uc［8］。

圖1 單相MMC結(jié)構(gòu)示意Fig.1 Structure of single-phase MMC

根據(jù)圖1，可得

式中：up和un分別為上下橋臂子模塊輸出電壓之和；ev為換流器交流側(cè)輸出電壓，通過對上下橋臂投入的子模塊個數(shù)之差進行控制，使ev達到預(yù)期的波形；Udc為直流母線電壓，通?？刂粕舷聵虮弁度胱幽K個數(shù)之和恒定來維持Udc穩(wěn)定。

2 預(yù)充電控制策略分析

2.1 不控整流階段

不控整流是單相MMC預(yù)充電的第一階段。圖2為不控整流階段的電流方向示意，分別包含2個充電回路。如圖2（a）所示，當(dāng)交流電源為正時，上橋臂子模塊被旁路，下橋臂子模塊投入，回路1中交流電源向直流電容C1充電，回路2中交流電源以及直流電容C2共同向下橋臂子模塊電容充電；如圖2（b）所示，當(dāng)交流電源為負，下橋臂子模塊被旁路，上橋臂子模塊投入，回路1中交流電源以及直流電容C1共同向上橋臂子模塊電容充電，回路2中交流電源向直流電容C2充電。

在不控整流階段，子模塊電容電壓與直流側(cè)電容電壓快速上升。當(dāng)不控整流結(jié)束階段，由分析可知

圖2 不控整流階段電流方向示意Fig.2 Current direction diagram at uncontrolled rectifying stage

式中：UC1和UC2分別為直流側(cè)上、下側(cè)電容電壓；ucp和ucn分別為上、下橋臂子模塊電容電壓之和，表示為

式中，uci和ucj分別為上橋臂第i個子模塊的電容電壓和下橋臂第j個子模塊的電容電壓。但是此時子模塊電壓與直流側(cè)電容電壓并不能達到正常工作時的電壓，必須通過第二階段使子模塊電壓以及直流側(cè)的電容電壓繼續(xù)提升。同時，需要注意的是由于橋臂的等效阻抗很低，剛啟動時必須采用軟啟動電阻，以限制不控整流階段的峰值電流，當(dāng)不控整流大致結(jié)束后，再將軟啟動電阻切除。

2.2 能量控制階段

能量控制是單相MMC預(yù)充電的第二階段。在該階段，采用Antonios Antonopoulos所提出的能量控制［10］對子模塊及直流側(cè)的能量進行控制。交流側(cè)采用PR控制器調(diào)節(jié)交流側(cè)的電流，使交流側(cè)向變換器提供固定的功率。該階段可分為2個過程：第1個過程為子模塊電容boost升壓，交流側(cè)電源以及直流側(cè)的電容同時向子模塊電容充電，使其電壓迅速上升，該過程中，環(huán)流idiff的直流分量從直流側(cè)流向相單元；第2個過程為直流電容boost升壓，當(dāng)子模塊電容電壓上升至額定值后，交流側(cè)持續(xù)向變換器傳輸恒定功率。由于能量控制的作用，子模塊的電容電壓會穩(wěn)定在額定值而直流側(cè)電容會被交流側(cè)持續(xù)饋入的充到額定值。在該過程中，環(huán)流idiff的直流分量從相單元流向直流側(cè)。最后直流負載接觸器閉合，單相MMC預(yù)充電結(jié)束。在能量控制階段，環(huán)流idiff的直流分量是相單元與直流側(cè)能量交互的載體。

由于交流側(cè)的電流是可控的，因此可以逐步增大交流側(cè)電流指令，使MMC平滑穩(wěn)定的啟動。圖3給出了2個過程的能量以及環(huán)流直流分量的流向。

圖中udiff是環(huán)流在橋臂阻抗上產(chǎn)生的壓降，也是能量控制作用產(chǎn)生的環(huán)流附加參考信號，即

圖3 能量控制階段直流側(cè)電壓上升時的能量以及環(huán)流直流分量的流向Fig.3 Energy and circulating current flow at energy control stage

能量控制階段，上、下橋臂的參考電壓及橋臂電流分別為

則上、下橋臂的瞬時功率為

根據(jù)式（7），上下橋臂瞬時功率之和與瞬時功率之差可表述為

由式（8）可知，對上下橋臂能量之和的控制，可以通過Udc、idiff來實現(xiàn)。當(dāng)能量之和小于參考值時，只需要增大udiff使得環(huán)流idiff的直流分量增大，則向子模塊電容輸入的能量增多，反之亦然。由式（9）可知，對上下橋臂能量之差的控制，則可以通過evidiff來實現(xiàn)。通過對udiff的控制使環(huán)流idiff產(chǎn)生一個與ev同相的基頻分量，從而令乘積項evidiff產(chǎn)生一個直流量去調(diào)節(jié)上下橋臂能量之差。

圖4給出了啟動過程中整個系統(tǒng)的閉環(huán)控制框圖。虛線框內(nèi)為閉環(huán)能量控制部分，虛線框外為交流電流控制部分。交流閉環(huán)控制生成的ej信號需要加入限幅控制，否則會導(dǎo)致動態(tài)過程沖擊電流很大，甚至于系統(tǒng)的不穩(wěn)定。同時需要加入交流電壓前饋環(huán)節(jié)，減小剛投入能量控制時的電流峰值。而能量控制則必須加入慣性濾波環(huán)節(jié)，否則會因為能量控制的強烈作用，導(dǎo)致在動態(tài)過程中子模塊電容電壓劇烈的波動，使得直流側(cè)以及整個橋臂的電壓無法快速穩(wěn)定。上下橋臂參考信號中的共模分量Udc/2，必須采用實時采樣信號，而不能直接給定最終的穩(wěn)態(tài)參考值，否則系統(tǒng)在動態(tài)過程中是無法穩(wěn)定的。

圖4 啟動的閉環(huán)控制系統(tǒng)框圖Fig.4 Block diagram of closed-loop controlled system for starting

3 實驗結(jié)果分析

圖5為單相MMC實驗樣機結(jié)構(gòu)示意。本文所提出的啟動方案在該實驗樣機上進行驗證。該實驗樣機每個橋臂包含8個半橋子模塊，控制系統(tǒng)由TMS320F28335 DSP和 Cyclone EP1C12Q240C6 FPGA共同承擔(dān)。圖中，R1為軟上電電阻，R2為負載電阻，C1、C2為直流側(cè)的電容，S1、S2、S3分別為主電路上電交流接觸器、旁路接觸器、直流負載接觸器。表1為實驗樣機的主電路參數(shù)。

圖5 單相MMC拓撲結(jié)構(gòu)Fig.5 Topology of single phase MMC

啟動過程的實驗波形如圖6所示。如圖6（a）虛線框所示，當(dāng)不控整流結(jié)束，由于能量控制的作用，子模塊電壓快速上升，最終穩(wěn)定在額定電壓50 V。直流側(cè)電容電壓先是有些許下降，在子模塊電壓上升之后才開始繼續(xù)上升。這是由于在子模塊boost升壓過程中，能量從直流側(cè)電容傳遞到子模塊電容，從而使直流電壓有些下降；之后，由于能量控制的作用，使得交流側(cè)的功率通過能量交互的載體（idiff的直流分量）向直流側(cè)傳輸。當(dāng)直流側(cè)電壓上升至一定值（大約為1.2 p.u.）之后，接觸器S3閉合。由于負載的投入，使得直流電壓逐漸下降，最終趨近于穩(wěn)定值。此時系統(tǒng)進入穩(wěn)定運行狀態(tài)。由圖6（b）可以看出，在交流側(cè)電流閉環(huán)投入以后，交流側(cè)電流快速響應(yīng)且無沖擊。圖6（c）是啟動過程橋臂電流與環(huán)流波形。虛線框的階段是子模塊電容升壓的過程?？梢钥闯龃藭r橋臂的環(huán)流是由直流側(cè)流向橋臂的，功率由直流側(cè)傳輸?shù)阶幽K；虛線框之后橋臂環(huán)流反向，功率由子模塊傳輸?shù)街绷鱾?cè)，這與前面章節(jié)的理論分析是一致的。實驗很好地驗證了啟動過程中功率的流向。

表1 實驗參數(shù)Tab.1 Experimental parameters

圖6 啟動過程波形Fig.6 Waveforms at staring stage

4 結(jié)語

單相MMC預(yù)充電的難點在于其直流側(cè)電容的存在使得傳統(tǒng)的三相MMC預(yù)充電策略難以直接在單相MMC中得到應(yīng)用。本文所提出的啟動方案同時考慮了直流側(cè)電容和子模塊電容，并將預(yù)充電過程分為2個階段：不控整流、能量控制。第1階段，直流電壓和每個橋臂的子模塊電容電壓之和均上升至2Em；第2階段，采用能量控制實現(xiàn)子模塊電容電壓的提升。之后，通過能量交互的載體（idiff的直流分量）直流電容被充到額定值且子模塊電容電壓維持不變。本文所提出的預(yù)充電方案可以實現(xiàn)單相MMC快速、穩(wěn)定、平滑的啟動。文中詳細分析了兩個階段的工作原理，最后通過實驗驗證了該方法的有效性。

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A Pre-charging Control Scheme for a Single-phase Modular Multilevel Converter

HE Zhen,LIN Lei,LIN Yizhe,LI Ang
（State Key Laboratory of Advanced Electromagnetic Engineering and Technology,School of Electrical and Electronic Engineering,Huazhong University of Science and Technology,Wuhan 430074,China）

Pre-charging control scheme for a modular multilevel converter（MMC）can be generally divided into two stages,viz.,the uncontrolled rectifying and voltage boosting.Voltage boosting control scheme of three-phase MMC is mature.However,different from the three-phase MMC,single-phase has exclusive capacitor in the dc bus.As a result, voltage boosting stage of single-phase MMC has to take both the sub-module capacitor and dc bus capacitor into consideration,and has become an obstacle for single-phase MMC.This paper presents a pre-charging scheme for a single-phase half-bridge sub-module（HBSM）-based MMC.The uncontrolled rectifying stage is also adopted.The sum and the difference of energy between the upper and lower arms are controlled to realize the voltage boosting of submodules.Moreover,the dc bus capacitors are charged to the rated voltage value by the rest energy flowing from the AC side.This control scheme can make the starting process rapidly,smoothly and stably,which is of great value for a singlephase MMC operating as a rectifier.A prototype of a single-phase MMC with 8 sub-modules per arm was built to demonstrate the effectiveness and validity of the proposed control scheme.

single-phase modular multilevel converter（MMC）;pre-charging control scheme;dc bus capacitor;voltage boosting

何震

何震（1991-），男，博士研究生，研究方向：模塊化多電平變換器和高壓多端直流輸電，E-mail：hezhen_hz@hust.edu.cn。

林磊（1980-），男，通信作者，博士，副教授，碩士生導(dǎo)師，研究方向：MMC變換器拓撲及控制技術(shù)，高頻高壓充電電源拓撲與控制技術(shù)，多電平功率變換技術(shù)，異步電機調(diào)速系統(tǒng)等，E-mail：linlei@hust. edu.cn。

林藝哲（1993-），男，碩士研究生，研究方向：MMC變換器及高壓直流輸電容量提升，E-mail：linyizhe28@hotmail.com。

李昂（1993-），男，本科，研究方向：基于寬禁帶半導(dǎo)體器件的MMC變換器，E-mail：liang_leon@outlook.com。

10.13234/j.issn.2095-2805.2017.1.49

：TM 46

：A

2015-12-09

國家重點基礎(chǔ)研究發(fā)展計劃（973計劃）資助項目（2014 CB247400）

Project Supported by National Basic Research Program of China（973 Program)（2014CB247400）