卿 騰，唐勇奇，2，趙懷陽，林 軒，趙葵銀

(1.湖南工程學院 電氣信息學院，湘潭 411104；2.風電裝備與電能變換協(xié)同中心，湘潭 411104；3.湖南工業(yè)大學 電氣與信息工程學院，株洲 412000)

電動汽車充電樁三相三電平整流器的控制研究*

卿 騰1，唐勇奇1，2，趙懷陽3，林 軒1，趙葵銀1

(1.湖南工程學院 電氣信息學院，湘潭 411104；2.風電裝備與電能變換協(xié)同中心，湘潭 411104；3.湖南工業(yè)大學 電氣與信息工程學院，株洲 412000)

針對充電樁存在的諧波含量高、功率因數(shù)低的問題，提出了一種三相三電平VIENNA整流器，研究了整流器的控制系統(tǒng)結構和控制策略，提出了一種電壓電流雙閉環(huán)的控制結構，采用了電流滯環(huán)比較控制和中點電壓平衡控制方法.通過PSIM仿真軟件仿真驗證方案的可行性，穩(wěn)態(tài)運行時網(wǎng)側THDi僅2.23%，功率因數(shù)達到99.93%.

充電樁；三電平整流器；滯環(huán)比較器

0 引言

電動汽車充電樁是新能源概念下的產(chǎn)物，是一種專為電動汽車電池充電的電能轉換設備，作為充電樁核心部分的整流器，在實現(xiàn)了電能變換的同時，也帶來了諧波和無功污染的問題，因此，研究高功率因數(shù)和低諧波的整流裝置已成為電力電子領域一個熱門熱點.VIENNA整流器具有功率因數(shù)高、輸入電流Thdi低、開關器件少、可靠性高等優(yōu)點，但傳統(tǒng)VIENNA整流器存在中點波動的問題，中點波動會帶來諧波，故研究一種平衡中點電壓的控制方法尤為迫切.本文通過在整流器控制系統(tǒng)中采用滯環(huán)電流控制，并將中點電壓偏差引入滯環(huán)電流中，能較好的解決這個問題.

1 VIENNA整流器的工作原理

在VIENNA整流電路拓撲結構中(如圖1所示)，電感Ls為等值電感，作用為抑制由電網(wǎng)側帶入的高次諧波，其次還有平衡橋臂和電網(wǎng)電壓的作用.C1、C2為濾波電容，整流后的電流帶有高次諧波，電容可以為其提供通路，同時也減少了輸出直流電壓的紋波.由于C1、C2也為等值電容，從而起到了平衡中點電壓的作用.每相具有一個MOS管和四個二極管組成的雙向開關.

圖1 VIENNA整流器拓撲結構

設三相輸入電壓為：

(1)

三相正弦交流電壓波形如圖2所示.

圖2 三相正弦交流電壓波形

狀態(tài)0(0,0,0)：開關管Sa、Sb、Sc全部關斷，此時狀態(tài)為UAO=Udc/2，UBO=-Udc/2，UCO=Udc/2，正向電流對電容C1、C2充電.

狀態(tài)1(0,0,1)：開關管Sa、Sb，開通Sc關斷，此時狀態(tài)為UAO=Udc/2，UBO=-Udc/2，UCO=0，正向電流對電容C1、C2充電.

狀態(tài)2(0,1,0)：開關管Sa、Sc關斷，Sb開通，此時狀態(tài)為UAO=Udc/2，UBO=0，UCO=Udc/2，正向電流對電容C1充電，對C2放電.

狀態(tài)3(0,1,1)：開關管Sb、Sc開通，Sa關斷，此時狀態(tài)為UAO=Udc/2，UBO=0，UCO=0，正向電流對電容C1充電，對C2放電.

狀態(tài)4(1,0,0)：開關管Sa開通，Sb、Sc關斷，此時狀態(tài)為UAO=0，UBO=-Udc/2，UCO=Udc/2，正向電流對電容C1、C2充電.

狀態(tài)5(1,0,1)：開關管Sa、Sc開通，Sb關斷，此時狀態(tài)為UAO=0，UBO=-Udc/2，UCO=0，正向電流對電容C1放電，對C2充電.

狀態(tài)6(1,1,0)：開關管Sa、Sb開通，Sc關斷，此時狀態(tài)為UAO=0，UBO=0，UCO=Udc/2，正向電流對電容C1充電，對C2放電.

狀態(tài)7(1,1,1)：開關管Sa、Sb、Sc全部開通，此時狀態(tài)為UAO=0，UBO=0，UCO=0，正向電流對電容C1、C2放電.

分析上述八種狀態(tài)可知線電壓UAB可以產(chǎn)生三種電平狀態(tài)，即Udc、Udc/2、0，同理UBC、UCA也可以產(chǎn)生三電平狀態(tài)，這樣組合成的階梯型波形更加接近正弦輸出電壓，其他扇區(qū)同理可推導.

2 VIENNA整流器控制單元

如圖3所示，為VIENNA整流器的控制框圖，分別由三部分控制單元組成，外環(huán)直流母線電壓控制，內(nèi)環(huán)三相輸入電流控制和中點電壓平衡控制.

圖3 Vienna整流器控制框圖

外環(huán)直流母線電壓控制保證了輸出電壓穩(wěn)定，控制方式采用PI控制，通過電壓互感器得到輸出電壓值與參考電壓作差比較，差值作為PI控制器的控制信號，經(jīng)PI控制器之后信號為電流內(nèi)環(huán)控制提供指令電流i*.

內(nèi)環(huán)控制方法采用簡單的電流滯環(huán)控制，如圖4所示，該電流控制結構采用了一個非線性的滯環(huán)比較器代替了傳統(tǒng)的電流調節(jié)器，當電流偏差在Δh之內(nèi)，輸出保持不變,起到了防止小干擾的作用.

中點電壓平衡控制，除了對電流和母線電壓進行控制外，直流母線側兩個電容中點的電壓平衡控制也很重要，在電流控制回路中引入對中性點電壓的補償.

圖4 滯環(huán)控制原理圖

2.1 電流內(nèi)環(huán)控制器的設計

電流內(nèi)環(huán)控制采用一個非線性的滯環(huán)比較器作為控制調節(jié)器，滯環(huán)控制的原理，當電流偏差超越滯環(huán)寬度+h或-h時，則按照給定的邏輯切換，迫使電流偏差減少，達到控制電流的效果.滯環(huán)控制的環(huán)寬度h的選取需要綜合考慮電網(wǎng)側諧波和開關的頻率，h的值越小，網(wǎng)側電流的諧波雖減小，但開關頻率高，由于受器件性能限制，開關頻率不能太高，需要適當選取，一般h的值選取如下公式

h>Udc*T/(18L)

(2)

式中：T為采樣周期；L為輸入電感.

本文中的采樣周期T的值是100 kHz，輸入電感的值是2 Mh，輸出電壓Udc的值是800 V.得到上式不等式的數(shù)值表達式如下：

h>0.22

(3)

本文綜合考慮h的取值為數(shù)值1.

因為VIENNA整流器采用的是雙向開關，當流入開關的電流方向不同時，滯環(huán)比較器的開關邏輯也不一樣，邏輯開關式如下：

(4)

考慮中點電壓平衡，引入額外參數(shù)icp=k*ΔUc，Uc為輸出兩串聯(lián)電容的差值，k為補償系數(shù)，得到新的滯環(huán)比較器的開關邏輯表達式如下：

該開關邏輯從控制方式上分析可以由比較器和SR觸發(fā)器構成最小控制單元，如圖5所示，由于SR觸發(fā)器輸出狀態(tài)有高電平、低電平、保持三種狀態(tài)，正好為滯環(huán)控制提供了先決條件，以A相為例進行分析說明.

圖5 滯環(huán)控制最小控制單位

該開關邏輯從VIENNA拓撲結構上分析可以清晰的得到各個狀態(tài)的電流流向，如圖6所示，以A相為例進行說明，規(guī)定電流正方向為流入開關管的方向，分析如下：

圖6 滯環(huán)控制下的不同狀態(tài)工作模式

2.2 電壓外環(huán)控制器的設計

電壓外環(huán)的作用主要是為電流內(nèi)環(huán)控制提供指令電流，以穩(wěn)定直流輸出側電壓穩(wěn)定，故電壓外環(huán)控制系統(tǒng)在整定控制參數(shù)時，應該重點考慮系統(tǒng)的抗干擾性能，本文采用的是PI控制器，采用典型Ⅱ型系統(tǒng)來設計電壓外環(huán)控制器，典型Ⅱ型系統(tǒng)雖然超調量相對較大，但是抗擾性能較好，符合本文控制的要求.電壓外環(huán)控制傳遞函數(shù)結構如圖7所示.

圖7 電壓外環(huán)控制傳遞函數(shù)框圖

得到電壓外環(huán)傳遞函數(shù)為：

(6)

式中T為元器件的慣性時間常數(shù)，Kp為PI調節(jié)器的的比例參數(shù)，Ki為PI調節(jié)器的積分參數(shù)，C為電壓輸出端電容的值.

而中頻寬定義為：

(7)

綜合考慮電壓外環(huán)的抗擾性能和跟隨性能，工程實踐中一般取值hv=5.

由典型Ⅱ型系統(tǒng)控制器參數(shù)整定關系可得:

(8)

通過計算慣性時間常數(shù)T取值為1.78×10-8，電容C的取值為2 mF.

2.3 中點平衡控制

直流電流、低頻交流分量往往會造成電容中點的不對稱，此外，電壓的不對稱也會產(chǎn)生相應的諧波分量，若不進行中點電壓平衡控制，則需要采取增大電容和開關管應力的措施.這樣一來不利于整流器的安全運行.

當直流側電容電壓不平衡時，將中點電壓補償引入電流內(nèi)環(huán)控制環(huán)節(jié)，中點電壓補償表達式如下式：

icp=K(Uc1-Uc2)

(9)

式中K為中點補償系數(shù)，Uc1為電容C1兩端的電壓，Uc2為電容C2兩端的電壓.

中點補償系數(shù)K值的選取必須適當，因為引入的icp含有一定諧波分量的直流，引入不恰當會導致污染電網(wǎng)，影響輸入電流波形的質量，K的取值需要綜合考慮中點平衡和網(wǎng)側電流諧波.K值越大，中點平衡效果好，而網(wǎng)側電流質量會變差.K值越小，中點平衡效果不明顯，而網(wǎng)側電流質量受影響程度小.選值標準既要滿足網(wǎng)側電流THD小于5%，而且中點平衡效果良好.

合成后的參考電流表達式如下：

(10)

3 仿真結果分析

為了驗證上述方案的可行性，通過仿真軟件PSIM搭建了實驗平臺，主電路如圖8所示，控制電路如圖9所示.

圖中各參數(shù)為：輸入交流電壓220 V，電網(wǎng)頻率為50 Hz，輸入電感為2 mH，直流兩端電阻均為1 kΩ.

圖8 PSIM仿真軟件平臺搭建的Vienna整流器主電路圖

圖9 PSIM仿真軟件平臺搭建的Vienna整流器控制電路圖

VIENNA整流器網(wǎng)側相電壓、相電流、輸出電壓波形如圖10所示，可以分析電流總諧波含量THD=2.23%，網(wǎng)側功率因數(shù)PF=99.93%.輸入線電壓相電流波形如圖11所示，從線電壓波形可以看出電壓電平為三電平，驗證了三相三電平VIENNA整流的特性.

圖10 輸出電壓、網(wǎng)側相電壓電流波形

圖11 輸入線電壓、相電流波形

4 結論

本文針對三相三電平VIENNA整流器控制策略的研究，提出電壓外環(huán)PI控制策略和直流中點電壓偏差引入電流內(nèi)環(huán)滯環(huán)控制策略，通過這種控制策略達到了輸出電壓穩(wěn)定、直流側中點平衡且網(wǎng)側性能優(yōu)異.驗證了文中所述控制策略的正確性.

從輸出側仿真圖形可以看出，輸出電壓的的超調量較小，并且能很快達到參考電壓值，穩(wěn)定后電壓波動微小.從輸入側的仿真圖形可以看出，電壓和電流基本是同相位，對電網(wǎng)側基本無污染且電能的利用率更高.

[1] 韋 微，陳 新，陳 杰，龔春英，樊 軼.三相PFC整流器改進單周期控制策略[J].電工技術學報，2014,29(6)：196-203.

[2] Lai Zheren，Smedley K M. A Family of Continuous Conduction Mode Power Factor Correction Controllers Based on the General Pulse-width Modulator[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1998,13(3):501-510.

[3] 韋 微，陳 新，陳 杰，龔春英，樊 軼.基于單周期控制的三相PFC整流器輸入電流相位滯后及閉環(huán)補償[J].中國電機工程學報，2013,33(33)：42-49.

[4] 劉 平，陳希有.三相三電平VIENNA整流器的仿真分析[J].哈爾濱師范大學自然科學學報，2006,22(6)：44-48.

[5] 陳 兵，謝運翔，宋靜嫻.單周期控制新型Buck-PFC變換器[J].電工技術學報，2008,23(11):79-83.[6] Qiao Chongming，M. Keyue. Smedley，There-phase Unity-Power-Factor VIENNA Rectifier with Unified Constant Frequency Integration Control[C].IEEE CIEP,2000(10):125-130.[7] 林 軒，唐勇奇.直驅型風力發(fā)電并網(wǎng)逆變器模糊控制方法的研究[J].湖南工程學院學報(自科版)，2015，25(1)：5-9.

Research on Control of Three-phase Three-level in Electric Car Charging Pile

QING Teng1， TANG Yong-qi1，2， ZHAO Huai-yang3， LIN Xuan1， ZHAO Kui-yin1

(1.College of Electrical and Information Engineering， Hunan Institute of Engineering， Xiangtan 411104， China；2.The Cooperative Innovation Center of Wind Power Equipment and Energy Conversion，Hunan Institute of Engineering， Xiangtan 411104， China；3.College of Electrical and Information Engineering， Hunan University of Technology， Zhuzhou 412000, China)

In view of the problem of high harmonic content and low power factor in charging pile, this paper proposes a three-phase and three-level VIENNA rectifier. The control system structure and control strategy of the rectifier are studied. The voltage and current dual closed-loop control structure is proposed by using controlling method of the current hysteresis comparison and neutral point voltage balance. The feasibility of scheme is verified by PSIM simulation software. The network side of THDi is only 2.23% under the steady-state operation, and the power factor is nearly 99.93%.

charging pile; three-phase three-level; hysteresis comparator

2016-04-05

湖南省科技創(chuàng)新計劃資助項目(Y15013);湖南省高校創(chuàng)新平臺開放基金項目(10K017)；湖南省高校科技創(chuàng)新團隊支持計劃資助項目(湘教通[2014]207號).

卿 騰(1991-)，男，碩士研究生，研究方向:電力電子技術.

唐勇奇(1964-)，男，教授，電力電子及電力傳動.

TM461

A

1671-119X(2016)04-0008-06