梅桂芳，安昱，?；i，辛德鋒，劉剛

（1.西安許繼電力電子技術(shù)有限公司，陜西 西安 710075；2.許繼集團(tuán)有限公司，河南 許昌 461000）

一種IGBT串聯(lián)功率模塊的設(shè)計(jì)

梅桂芳1，安昱1，?；i1，辛德鋒1，劉剛2

（1.西安許繼電力電子技術(shù)有限公司，陜西 西安 710075；2.許繼集團(tuán)有限公司，河南 許昌 461000）

均壓控制技術(shù)是IGBT串聯(lián)應(yīng)用的關(guān)鍵。提出將IGBT的均壓過(guò)程分為開(kāi)通動(dòng)態(tài)過(guò)程、關(guān)斷動(dòng)態(tài)過(guò)程、拖尾電流階段和穩(wěn)態(tài)過(guò)程均壓4個(gè)階段。動(dòng)態(tài)過(guò)程采用了門(mén)極補(bǔ)償電容網(wǎng)絡(luò)；針對(duì)拖尾電流衰減時(shí)間常數(shù)不一致的特點(diǎn)，給出了RC均壓回路中吸收電容的計(jì)算公式；穩(wěn)態(tài)階段采用了并聯(lián)均壓電阻。在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)了一種IGBT串聯(lián)功率模塊，進(jìn)行了高壓大電流下2個(gè)IGBT串聯(lián)的均壓試驗(yàn)。試驗(yàn)結(jié)果表明：當(dāng)串聯(lián)母線(xiàn)總電壓為2 kV（單個(gè)IGBT最大峰值電壓1.85 kV）、回路電流為2 kA時(shí)，所設(shè)計(jì)的IGBT串聯(lián)功率模塊能夠?qū)崿F(xiàn)開(kāi)通關(guān)斷周期的全過(guò)程均壓，動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)的電壓不均衡度均小于5%。

IGBT串聯(lián)；功率模塊；動(dòng)態(tài)過(guò)程均壓；拖尾電流階段

隨著電力電子技術(shù)的發(fā)展，高壓大功率設(shè)備對(duì)IGBT的耐壓等級(jí)提出了更高的要求。然而單個(gè)IGBT耐壓等級(jí)有限，IGBT器件的串聯(lián)應(yīng)用可以滿(mǎn)足裝置的電壓等級(jí)要求，均壓技術(shù)則是IGBT串聯(lián)應(yīng)用的關(guān)鍵。實(shí)現(xiàn)串聯(lián)模塊均壓最重要的是保證每個(gè)IGBT開(kāi)通和關(guān)斷過(guò)程中電壓的變化情況基本一致，國(guó)內(nèi)外對(duì)于串聯(lián)均壓的關(guān)注點(diǎn)主要集中在關(guān)斷動(dòng)態(tài)過(guò)程，采用了如門(mén)極電壓控制［1］、門(mén)極同步控制［2］、IGBT串聯(lián)吸收回路［3］、門(mén)極平衡核復(fù)合均壓［4］等方法，但較少進(jìn)行過(guò)IGBT開(kāi)通關(guān)斷全過(guò)程的均壓分析。本文以IGBT串聯(lián)功率模塊的設(shè)計(jì)為例，將IGBT的均壓過(guò)程分為開(kāi)通動(dòng)態(tài)過(guò)程、關(guān)斷動(dòng)態(tài)過(guò)程、拖尾電流過(guò)程和穩(wěn)態(tài)過(guò)程均壓4個(gè)階段。其中IGBT開(kāi)通關(guān)斷的動(dòng)態(tài)過(guò)程均壓控制采用門(mén)極電容補(bǔ)償網(wǎng)絡(luò)的方法；針對(duì)拖尾階段電流衰減時(shí)間常數(shù)的不一致，給出了RC均壓回路中吸收電容參數(shù)的計(jì)算公式；穩(wěn)態(tài)均壓過(guò)程采用了外并均壓電阻的方法。并在此基礎(chǔ)上進(jìn)行了2個(gè)IGBT串聯(lián)的均壓試驗(yàn)，試驗(yàn)結(jié)果表明：當(dāng)串聯(lián)母線(xiàn)總電壓為2 kV（單個(gè)IGBT最大峰值電壓1.85 kV）、回路電流為2 kA時(shí)，所設(shè)計(jì)的IGBT串聯(lián)功率模塊能夠?qū)崿F(xiàn)開(kāi)通關(guān)斷周期的全過(guò)程均壓，動(dòng)態(tài)和穩(wěn)態(tài)的電壓不均衡度均小于5%。

1 串聯(lián)IGBT開(kāi)關(guān)周期中的不均壓因素

串聯(lián)IGBT在開(kāi)關(guān)周期中的不均壓情況如圖1所示。t1階段的主要原因是開(kāi)通延時(shí)時(shí)間tdon和開(kāi)通電壓下降斜率dv/dt的不一致；t2階段的主要因素是關(guān)斷延時(shí)時(shí)間tdoff和關(guān)斷電壓上升斜率dv/dt的不一致；t3階段的不均壓是由于拖尾電流衰減時(shí)間常數(shù)不一致引起電壓分布不平衡；t4階段不均壓是由于泄漏電流不一致導(dǎo)致IGBT的靜態(tài)電壓分布不均。串聯(lián)器件的電壓不均衡度［5］可表示為α=(ΔU/Un)×100%

圖1 IGBT開(kāi)關(guān)周期中不均壓示意圖Fig.1 Diagram of voltage unbalance during the whole turning on and off period of IGBT

1.1 串聯(lián)IGBT開(kāi)通過(guò)程的動(dòng)態(tài)不均壓

影響IGBT開(kāi)通動(dòng)態(tài)過(guò)程不均壓的重要因素是不同IGBT之間tdon和dv/dt的不一致。IGBT的開(kāi)通延時(shí)時(shí)間段內(nèi)由驅(qū)動(dòng)電源對(duì)門(mén)極總輸入電容充電，該持續(xù)時(shí)間的表達(dá)式為［6］

對(duì)于確定型號(hào)的IGBT和驅(qū)動(dòng)器來(lái)說(shuō)，閥值電壓Uge(th)和驅(qū)動(dòng)電源的幅值可認(rèn)為是固定的，那么開(kāi)通延時(shí)時(shí)間就只受到門(mén)極驅(qū)動(dòng)電阻Rgon、門(mén)極-發(fā)射極電容Cge和門(mén)極-集電極電容Cgc等因素的影響，減小不同IGBT之間的Cge,Cgc的差異可以保證開(kāi)通延時(shí)時(shí)間tdon的基本一致。

當(dāng)IGBT的集-射極電壓迅速下降階段，門(mén)極-集電極的耦合電容Cgc隨Ucc變化的近似等效變化規(guī)律如圖2所示［7］。

與此同時(shí)，IGBT集-射極電壓Uce的下降斜率近似表達(dá)式為［8］

其中，Umill_on(Ic)為開(kāi)通過(guò)程的門(mén)極米勒電平幅值，該值是一個(gè)與Ic有關(guān)的量，對(duì)于串聯(lián)IGBT來(lái)說(shuō)，回路集電極電流Ic是相等的，因此可認(rèn)為串聯(lián)IGBT的Umill_on(Ic)是相等的，那么開(kāi)通動(dòng)態(tài)過(guò)程中電壓下降速率主要受驅(qū)動(dòng)電阻Rgon和門(mén)極-集電極電容Cgc的影響。

圖2Cgc隨Uce變化的近似等效規(guī)律Fig.2 Principle of theCgcwithUce

1.2 串聯(lián)IGBT關(guān)斷過(guò)程的動(dòng)態(tài)不均壓

與開(kāi)通過(guò)程類(lèi)似，關(guān)斷延時(shí)時(shí)間段內(nèi)由驅(qū)動(dòng)電源對(duì)門(mén)極總輸入電容放電，該持續(xù)時(shí)間的表達(dá)式為［6］

其中，Ugg-是驅(qū)動(dòng)器的關(guān)斷電壓，關(guān)斷延時(shí)時(shí)間主要受到門(mén)極驅(qū)動(dòng)電阻Rgoff、門(mén)極-發(fā)射極電容Cge和門(mén)極-集電極電容Cgc等因素有關(guān)。

同理，IGBT集-射極電壓上升斜率的表達(dá)式為

那么，電壓上升速率主要受驅(qū)動(dòng)電阻Rgoff和門(mén)-集電極電容Cgc的影響。

綜上所述，影響IGBT動(dòng)態(tài)過(guò)程均壓的主要因素如表1所示。

表1 IGBT動(dòng)態(tài)過(guò)程均壓的影響因素Tab.1 Factors affecting the dynamic voltage-balancing process of IGBT

驅(qū)動(dòng)電阻Rgon和Rgoff都是外加可調(diào)的，在這里略去對(duì)此的分析，那么影響動(dòng)態(tài)不均壓的關(guān)鍵因素是不同IGBT之間Cge,Cgc本身的差異。為了減小IGBT本身參數(shù)不一致帶來(lái)的影響，我們選擇在IGBT的門(mén)-射極之間和門(mén)-極電極之間分別并聯(lián)一定數(shù)值的電容，其中G-E間外并的Cge_ext與IGBT本身的Cge電容值量級(jí)相當(dāng)（200～500 nF），G-C間外并的電容與Uce處于高壓時(shí)的Cgc2量級(jí)相當(dāng)（1.5～3 nF），由于并聯(lián)電容后會(huì)導(dǎo)致IGBT的開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間變長(zhǎng)，因此還需要適當(dāng)減小驅(qū)動(dòng)電阻Rgon和Rgoff,使并聯(lián)補(bǔ)償電容前后的IGBT開(kāi)通關(guān)斷時(shí)間基本維持不變。

1.3 串聯(lián)IGBT拖尾電流階段的不均壓

在IGBT關(guān)斷過(guò)程中，當(dāng)其門(mén)極電壓Uge降到閥值電壓以下，集電極電流Ic進(jìn)入拖尾電流階段。由于IGBT本身參數(shù)不可能完全一致，因此拖尾階段的電流衰減也不可能完全一樣，造成串聯(lián)IGBT的不均壓。以2個(gè)IGBT串聯(lián)為例，拖尾階段電流的不均壓示意圖如圖3所示。這里假設(shè)2個(gè)串聯(lián)IGBT在關(guān)斷動(dòng)態(tài)階段是完全均壓的，否則t2階段的動(dòng)態(tài)電壓的不一致會(huì)加劇拖尾電流階段中電壓分布的不平衡。此時(shí)門(mén)極驅(qū)動(dòng)失去對(duì)IGBT的控制作用，只能通過(guò)在集-射極端并聯(lián)R，C緩沖電路改善不均壓。

圖3 串聯(lián)IGBT拖尾電流階段不均壓示意圖Fig.3 Diagram of voltage unbalance during tail current process of series-connected IGBTs

拖尾階段開(kāi)始后，假設(shè)Q1管拖尾電流的衰減速度大于Q2管，與此同時(shí)Q1管的電壓Uce1開(kāi)始上升，Q2管的電壓Uce2開(kāi)始下降，將拖尾電流的下降過(guò)程近似等效為一階電容放電過(guò)程的衰減，衰減時(shí)間常數(shù)為τ，設(shè)兩串聯(lián)IGBT的拖尾電流時(shí)間常數(shù)分別為τ1和τ2。

設(shè)t0時(shí)刻流經(jīng)IGBT的電流為I0,拖尾電流造成的不均壓全部由吸收電容C平衡，忽略限流電阻Rs,Δt時(shí)間后，兩串聯(lián)IGBT電壓與電流關(guān)系的表達(dá)式如下：

化簡(jiǎn)得：

串聯(lián)IGBT在拖尾電流階段的電壓差為

經(jīng)過(guò)4～5倍的時(shí)間常數(shù)τ后，兩串聯(lián)的IGBT拖尾電流均衰減到0，化簡(jiǎn)后吸收電容的表達(dá)式為

1.4 串聯(lián)IGBT穩(wěn)態(tài)階段的不均壓

當(dāng)IGBT完全關(guān)斷后，為了解決IGBT串聯(lián)的靜態(tài)電壓不均衡問(wèn)題，采用在IGBT的集-射極并聯(lián)一定阻值均壓電阻的方法。

外并均壓電阻的取值按照以下公式選擇［9］：

2 串聯(lián)IGBT功率模塊的均壓試驗(yàn)

2.1 串聯(lián)功率模塊參數(shù)選擇

本文試驗(yàn)用的IGBT模塊型號(hào)是ABB的5SNA2000K451300，額定電壓4 500 V，額定電流2 000A，利用2個(gè)IGBT串聯(lián)組成功率模塊。

2.1.1Cge和Cgc參數(shù)選擇

根據(jù)IGBT數(shù)據(jù)手冊(cè)［10］，結(jié)合1.2節(jié)中的分析，我們選擇在IGBT的G-E兩端并聯(lián)的電容Cge_ext=300 nF，在G-C兩端并聯(lián)的電容Cgc_ext= 1.5 nF。

2.1.2 拖尾階段Rs,C參數(shù)的選擇

根據(jù)IEC 60747—9：2007中的規(guī)定：IGBT關(guān)斷時(shí)拖尾電流的持續(xù)時(shí)間為電流從0.1Ic降至0.02Ic的時(shí)間。那么取I0=125 A，設(shè)2個(gè)串聯(lián)IGBT的拖尾電流時(shí)間常數(shù)相差0.5～1.0 μs，母線(xiàn)電壓Udc為2 000 V；如果將ΔU控制在5%Udc內(nèi)，那么代入式（7）可得吸收電容C=0.5 μF或1 μF，在本設(shè)計(jì)中，取C=0.56 μF。

綜合考慮損耗等因素，選擇限流電阻Rs=36Ω。

2.1.3 穩(wěn)態(tài)均壓電阻R的選擇

根據(jù)IGBT的數(shù)據(jù)手冊(cè)［10］可知，125℃時(shí)泄漏電流的最大值為100 mA，根據(jù)式（8），均壓電阻的取值為R=450 kΩ。

按照上述參數(shù)完成IGBT串聯(lián)功率模塊裝置。

2.2 串聯(lián)IGBT的均壓試驗(yàn)

2個(gè)IGBT模塊串聯(lián)的試驗(yàn)原理圖如圖4所示，其中母線(xiàn)電壓Udc為2 000 V，負(fù)載電感L為141 μH，Q1和Q2為2個(gè)串聯(lián)的IGBT，Q3作為反并聯(lián)二極管使用。

圖4 2個(gè)IGBT串聯(lián)的試驗(yàn)原理圖Fig.4 Schematic of two series-connected IGBTs

無(wú)門(mén)極補(bǔ)償電容、無(wú)吸收回路和均壓電阻時(shí)，2個(gè)IGBT串聯(lián)的功率模塊關(guān)斷電壓波形如圖5所示。

圖5 無(wú)均壓措施時(shí)的IGBT關(guān)斷波形Fig.5 Waveforms of turning off process of IGBT without voltage balancing measures

從圖5a中可看出，無(wú)任何均壓措施時(shí)，兩串聯(lián)IGBT關(guān)斷電壓尖峰處的電壓差為230 V，動(dòng)態(tài)電壓不均衡度為4.5%。由于動(dòng)態(tài)電壓的不一致，加劇了拖尾電流階段的不均壓，圖6b中的穩(wěn)態(tài)電壓差值為1 350 V，Q1管承受全部關(guān)斷壓降，Q2管關(guān)斷失敗，穩(wěn)態(tài)電壓不均衡度高達(dá)100%。

圖6所示的是在IGBT的G-E端并聯(lián)Cge_ext= 300 nF，G-C端并聯(lián)Cgc_ext=1.5 nF，無(wú)吸收回路，無(wú)均壓電阻回路時(shí)的串聯(lián)均壓波形。

圖6 采用門(mén)極補(bǔ)償電容的IGBT關(guān)斷波形Fig.6 Waveforms of turning off process of IGBT with gate compensation capacitor network

從圖6a中可看出，采用門(mén)極補(bǔ)償電容網(wǎng)絡(luò)后，提高了關(guān)斷電壓延時(shí)時(shí)間和電壓上升速率的一致性，兩串聯(lián)IGBT的關(guān)斷尖峰電壓差由230 V降至30 V，動(dòng)態(tài)電壓不均衡度小于1%。由于關(guān)斷動(dòng)態(tài)電壓一致性的提高，減弱了后續(xù)對(duì)拖尾階段不均壓的影響，圖6b中穩(wěn)態(tài)電壓差值由1 350 V降至1 040 V，穩(wěn)態(tài)電壓不均衡度降為73.2%。

在每個(gè)IGBT的C-E兩端并聯(lián)Rs,C吸收回路，實(shí)測(cè)2個(gè)IGBT串聯(lián)的功率模塊均壓波形如圖7所示。兩串聯(lián)IGBT的動(dòng)態(tài)尖峰電壓保持一致，穩(wěn)態(tài)階段電壓的不均衡度由73.2%降至6.1%。

圖7 采用門(mén)極補(bǔ)償和吸收回路的關(guān)斷波形Fig.7 Waveform of turning off process with gate compensation capacitor network and RC circuit

實(shí)現(xiàn)IGBT關(guān)斷全過(guò)程的均壓之后，采用雙脈沖驅(qū)動(dòng)波形測(cè)試IGBT開(kāi)通關(guān)斷全過(guò)程的均壓情況，并在每個(gè)IGBT的C-E端并聯(lián)穩(wěn)態(tài)均壓電阻R；雙脈沖驅(qū)動(dòng)測(cè)試波形的脈寬為80 μs，30 μs，30 μs，母線(xiàn)電壓Udc=2 000 V，串聯(lián)IGBT的雙脈沖測(cè)試波形如圖8所示。

圖8 串聯(lián)IGBT開(kāi)通關(guān)斷全周期的波形Fig.8 Waveforms of the whole turning on and off process of series-connected IGBTs

從圖8中可看出，第2次開(kāi)通時(shí)電流尖峰為2 000 A，單個(gè)IGBT上的電壓Uce為850 V，此工況下兩串聯(lián)IGBT的開(kāi)通電壓波形完全重合；第2次關(guān)斷時(shí)電流值為1 680 A，單個(gè)IGBT上的關(guān)斷電壓尖峰為1 850 V，此工況下兩串聯(lián)IGBT的關(guān)斷電壓波形也是完全重合的；考慮高壓測(cè)試探頭的誤差約為3%，因此在IGBT的整個(gè)開(kāi)通關(guān)斷周期中，本設(shè)計(jì)工況下2個(gè)串聯(lián)IGBT動(dòng)態(tài)和靜態(tài)的電壓不均衡度均小于5%。

3 結(jié)論

本文將IGBT開(kāi)通關(guān)斷周期的全過(guò)程分成了4個(gè)階段，系統(tǒng)地總結(jié)了每個(gè)階段的不均壓影響因素，給出了相應(yīng)的均壓參數(shù)選擇方法。在此基礎(chǔ)上設(shè)計(jì)出2個(gè)IGBT串聯(lián)的功率模塊，并進(jìn)行了高壓大電流工況下的均壓試驗(yàn)。試驗(yàn)結(jié)果表明：按照上述分析選取的均壓參數(shù)能夠有效地實(shí)現(xiàn)串聯(lián)IGBT開(kāi)通關(guān)斷周期的全過(guò)程均壓，兩串聯(lián)IGBT的靜態(tài)和動(dòng)態(tài)電壓不均衡度均小于5%，為工程應(yīng)用提供了參考價(jià)值。

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Design of Series-connected IGBT Power Module

MEI Guifang1，AN Yu1，NIU Huapeng1，Xin Defeng1，LIU Gang2
（1.Xi’an XJ Power Electronics Corporation，Xi’an710075，Shaanxi，China；2.XUJI Group Corporation，Xuchang461000，Henan，China）

Voltage-balancingmethodisthekeytotheapplicationofseries-connectedIGBTs.Thevoltage-balancing process was divided into 4 stages：dynamic turning-on process，dynamic turning-off process，the tail current state and steady state，whose voltage-balancing methods were then proposed respectively：gate compensation capacitor network for dynamic process；RC voltage-balancing circuit designed for tail current state with the capacitance given by a formula；and parallel-connected voltage-balancing resistance for the steady state.Based on the work above，power module of two series-connected IGBTs was designed and tested under high voltage and high current condition.The result shows that under the series total voltage 2 kV（1.85 kV maximum peak voltage for each IGBT）and 2 kA current，the power module balances the voltage of the whole period of and turning on and off process，and both of the voltage-unbalance-rate of dynamic and steady state are less than 5%.

IGBT series；power module；dynamic voltage balancing；tail current

TM46

A

10.19457/j.1001-2095.20161217

2015-09-28

修改稿日期：2016-07-19

梅桂芳（1988-），女，碩士研究生，助理工程師，Email：mei_gf@126.com