董鉞，邢文超，邱晗，張超，楊燕

（1.天津大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院 天津 300072；2.天津電氣科學(xué)研究院有限公司天津 300180；3.天津天傳新能源電氣有限公司 天津 300180）

用于兩相三線電網(wǎng)不對稱負(fù)載的并網(wǎng)逆變器研究

董鉞1，2，邢文超3，邱晗3，張超3，楊燕2

（1.天津大學(xué)電氣與自動化工程學(xué)院 天津 300072；2.天津電氣科學(xué)研究院有限公司天津 300180；3.天津天傳新能源電氣有限公司 天津 300180）

北美家用配網(wǎng)電壓廣泛采用兩相三線型式，即由相位互差180°的雙火線和零線組成。對于這種電壓型式，并網(wǎng)運(yùn)行的逆變器仍需考慮兩相負(fù)載不對稱問題。此外，對于非隔離型并網(wǎng)逆變器，采用直流中點(diǎn)與交流中性點(diǎn)互聯(lián)的三電平拓?fù)淇筛玫匾种乒材?。針對北美兩相三線電網(wǎng)電壓，對非隔離型兩橋臂三電平逆變器進(jìn)行直流電壓外環(huán)、逆變電流內(nèi)環(huán)的控制，并疊加負(fù)載電流前饋，在穩(wěn)定直流電壓的同時實(shí)現(xiàn)對不對稱負(fù)載電流的跟蹤；同時，采用適當(dāng)控制方法來抑制逆變器直流中點(diǎn)的偏移。最后，通過仿真與實(shí)驗驗證了該控制方法的有效性。

兩相三線；三電平逆變器；不對稱負(fù)載電流跟蹤；直流中點(diǎn)電壓穩(wěn)定

北美家用配電電壓廣泛采用兩相三線結(jié)構(gòu)，即120 V/240 V/60 Hz電壓制式，2根火線對零線電壓相位互差180°，小功率負(fù)載接在零線與火線之間，電壓120 V；大功率負(fù)載接于2根火線之間，電壓240 V。

應(yīng)用于這種電壓制式的并網(wǎng)逆變器，仍需考慮負(fù)載不對稱的問題。此外，戶用型光伏并網(wǎng)逆變器通常要求盡量降低成本、減小體積、提高效率，因此在不強(qiáng)制要求電氣隔離的情況下可采用非隔離型結(jié)構(gòu)。對于非隔離型并網(wǎng)逆變器，采用直流中點(diǎn)與交流中性點(diǎn)互聯(lián)的三電平拓?fù)淇筛玫匾种乒材＃?］，且直流中點(diǎn)可作為并網(wǎng)零線回路。用于兩相三線電網(wǎng)的并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)如圖1所示。

對于戶用型光伏并網(wǎng)逆變器，為最大程度利用光伏能量，并且實(shí)現(xiàn)入網(wǎng)功率可控，通常配有儲能裝置（蓄電池組）作為能量緩沖。當(dāng)光伏功率大于負(fù)載功率時，多余功率向蓄電池充電；當(dāng)光伏功率小于負(fù)載功率時，由蓄電池和光伏電池共同為負(fù)載供電；當(dāng)負(fù)載功率超出逆變器額定容量或光伏功率不足而蓄電池已過放時，負(fù)載功率不足部分由電網(wǎng)承擔(dān)；當(dāng)光伏功率大于負(fù)載功率而蓄電池已過充時，逆變器將多余功率送入電網(wǎng)，如電網(wǎng)對入網(wǎng)功率有限制，則光伏由最大功率跟蹤模式轉(zhuǎn)變?yōu)橄薰β誓Ｊ健?/p>

本文對圖1所示的兩相三線三電平并網(wǎng)逆變器的控制進(jìn)行研究。對于戶用儲能型并網(wǎng)光伏逆變器，光伏電池和蓄電池通過直流變換器并聯(lián)為直流母線，光伏通常工作于最大功率跟蹤模式，蓄電池根據(jù)負(fù)載功率和光伏功率之差工作于電流環(huán)充放電模式，因此，本文采用直流電壓外環(huán)、逆變電流內(nèi)環(huán)并疊加負(fù)載前饋的方法對逆變器進(jìn)行控制，實(shí)現(xiàn)既穩(wěn)定直流母線電壓又能跟蹤不對稱負(fù)載電流的目的。此外，在調(diào)制波中加入直流中點(diǎn)電壓偏差調(diào)節(jié)量，穩(wěn)定直流中點(diǎn)電壓。最后，通過仿真與實(shí)驗驗證該控制方法的有效性。

圖1 直流中點(diǎn)做零線的兩相三線三電平并網(wǎng)逆變器Fig.1 2 Phase 3 wire 3 level grid connected inverter whose DC midpoint connecting to neutral line

1 電流比例諧振控制器的設(shè)計

為濾除逆變器輸出電流中的高頻分量，同時盡量減小濾波器體積，逆變器輸出端采用LCL濾波，逆變器交流側(cè)數(shù)學(xué)模型如圖2所示。

圖2 逆變器交流側(cè)數(shù)學(xué)模型Fig.2 Mathematic model of inverter AC side

圖2中，Lf為濾波電感；Cf為濾波電容；L為并網(wǎng)電感；Ui為逆變器交流輸出電壓；if為逆變器出口電流；UI為濾波電容支路電壓；Us為電網(wǎng)電壓；is為逆變器輸出電流。

對于兩相三線負(fù)載，由于兩相電壓互差180°而非90°，很難直接通過矢量變換變?yōu)橹绷髁窟M(jìn)行控制，而將某一相電流相移90°又會影響其動態(tài)特性，因此本文采用比例諧振控制器（PR）對交流電流進(jìn)行控制，該方法與旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的PI控制器等效［2］。

由圖2可得逆變器輸出電流is與逆變電壓Ui之間的傳遞函數(shù)為

由于諧振點(diǎn)的存在，電流環(huán)傳遞函數(shù)在諧振頻率處不穩(wěn)定。

若以逆變器出口電流if做反饋，則與逆變電壓Ui之間的傳遞函數(shù)為

而逆變器最終的控制目標(biāo)為交流輸出電流is（并入電網(wǎng)、流入本地負(fù)載），因此，以電流if做反饋的逆變器輸出電流is的傳遞函數(shù)如圖3所示。

圖3 逆變器出口電流做反饋的輸出電流傳遞函數(shù)Fig3 Output current transfer function with inverter current feedback

在圖3中，圖3a與圖3b等效，由圖3b可以看出，采用逆變器出口電流做反饋，等效于在并網(wǎng)電流反饋結(jié)構(gòu)中加入LCfs2項，此時逆變器輸出電流的開環(huán)傳遞函數(shù)變?yōu)?/p>

對比式（3）和式（4）可知，二者在分母中相差PR×LCfs2項。而該項的存在，正好使開環(huán)傳遞函數(shù)的共軛極點(diǎn)具有負(fù)實(shí)部。因此，采用逆變器出口電流if做反饋，可以起到有源阻尼［3］的作用。

此外，在電流控制器輸出端疊加電網(wǎng)電壓前饋，可加快電網(wǎng)電壓波動時的電流響應(yīng)速度，并減輕電網(wǎng)電壓畸變引起的逆變電流的低次諧波，使逆變器輸出電流與電網(wǎng)電壓近似解耦。

2 直流電壓控制器的設(shè)計

2.1 直流電壓環(huán)的設(shè)計

如圖1所示，逆變器交流輸出端除并入電網(wǎng)外，還接入本地負(fù)載。按圖中方向所示，逆變器輸出電流與入網(wǎng)電流的代數(shù)和即為本地負(fù)載電流。

由于戶用儲能型光伏并網(wǎng)逆變器光伏電池通常工作于最大功率跟蹤模式，而蓄電池作為能量緩沖工作于電流環(huán)充放電模式，因此，逆變器以穩(wěn)定直流輸入電壓為控制目標(biāo)，同時，在容量范圍內(nèi)跟蹤負(fù)載電流。為實(shí)現(xiàn)此目標(biāo)，采用電流環(huán)外加直流電壓環(huán)、在電壓環(huán)輸出端疊加負(fù)載電流作為前饋的結(jié)構(gòu)。由于直流電壓環(huán)輸出為直流量，并對應(yīng)逆變器輸出電流中的有功分量；同時還需要根據(jù)無功功率（或功率因數(shù)）給定對逆變電流的無功分量進(jìn)行控制，因此，以電網(wǎng)電壓矢量為基準(zhǔn)對逆變電流有功分量和無功分量給定進(jìn)行旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換，變換為交流量后，與負(fù)載電流疊加作為電流環(huán)給定。

控制結(jié)構(gòu)如圖4所示。

圖4中，Udc為逆變器直流母線電壓；Q為逆變器輸出的無功功率；為電流有功分量給定；為電流無功分量給定；iLa,iLb為經(jīng)限幅后的本地負(fù)載電流。

由于直流電壓環(huán)的輸出經(jīng)旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)變換后，其正方向與整流方向相對應(yīng)，因此，需要取反后與負(fù)載電流疊加，方可對應(yīng)逆變方向。而且，由于逆變器無功控制的目標(biāo)為輸出到電網(wǎng)或本地負(fù)載的無功功率，因此無功功率的反饋用電流is與電網(wǎng)電壓來計算。

對于圖4所示的控制結(jié)構(gòu)，在穩(wěn)態(tài)且電池未過充、過放的情況下，由于蓄電池的充放電功率可以保證逆變器直流輸入功率與本地負(fù)載功率相等，故而直流電壓環(huán)幾乎不起作用；在瞬態(tài)過程或電池過充、過放等不能按功率給定輸出時，直流電壓環(huán)輸出的有功功率，正好為負(fù)載功率與逆變器直流輸入功率的差值。而為保證直流電壓恒定，逆變器交流輸出功率必與直流輸入功率相等，與負(fù)載功率的差值由電網(wǎng)承擔(dān)，因此，直流電壓環(huán)輸出的功率在這種情況下可以看作是電網(wǎng)功率，即如下式所示：

式中：PDCLoop為逆變器直流電壓環(huán)輸出功率；PL為負(fù)載功率；PinvDC為逆變器直流側(cè)功率；PinvAC為逆變器交流側(cè)功率；PG為逆變器從電網(wǎng)取電功率。

逆變器直流電壓環(huán)傳遞函數(shù)如圖5所示。

圖5 直流電壓環(huán)傳遞函數(shù)Fig.5 Transfer function of DC link voltage loop

圖5中，iin為直流母線輸入逆變器的電流。由圖5可知，直流電壓環(huán)存在非線性，是因為電力電子裝置輸入端與輸出端之間的狀態(tài)變量需要與開關(guān)函數(shù)相乘的緣故。如下式所示：

其中，SW為逆變器開關(guān)函數(shù)，相當(dāng)于控制變量，而直流電壓Udc、逆變器交流電壓Ui、逆變器出口電流if為狀態(tài)變量。

2.2 直流中點(diǎn)電壓的控制

對于二極管鉗位三電平逆變器，直流中點(diǎn)電壓平衡控制是重要的環(huán)節(jié)［4-6］。本文中的逆變器，采用雙載波調(diào)制方法（如圖6所示），載波fr1調(diào)制1，3管，fr2調(diào)制2，4管。在該調(diào)制方法的基礎(chǔ)上，將正半母線與負(fù)半母線電容電壓差值經(jīng)調(diào)節(jié)器形成補(bǔ)償量，疊加到調(diào)制波上，來消除逆變器中點(diǎn)電壓的偏移。

圖6 直流中點(diǎn)電壓控制Fig.6 Control of DC link midpoint voltage

圖6中，Uia,Uib分別為逆變器2個橋臂的調(diào)制信號，Δu為直流中點(diǎn)電壓補(bǔ)償量。將此補(bǔ)償量疊加至2個橋臂的調(diào)制信號，可見，逆變器輸出電壓正短矢量（PO）的時間由Tp1變?yōu)門p2，負(fù)短矢量（ON）時間由2×Tn1變?yōu)?×Tn2，滿足下式：

由式（7）可見，加入補(bǔ)償量Δu后，正短矢量作用時間延長而負(fù)短矢量作用時間縮短，當(dāng)逆變器工作于逆變狀態(tài)時，正半母線電容放電、負(fù)半母線電容充電，直流中點(diǎn)電壓升高；同理，Δu為負(fù)時直流中點(diǎn)電壓降低。

由此，可得出直流中點(diǎn)電壓控制結(jié)構(gòu)如圖7所示。

圖7 直流中點(diǎn)電壓控制結(jié)構(gòu)Fig7 Control structure of DC link midpoint voltage

圖7中，Udc1為正半母線電壓；Udc2為負(fù)半母線電壓。當(dāng)Udc1＞Udc2時，輸出的Δu為正，使中點(diǎn)電壓升高，反之使中點(diǎn)電壓降低，可維持中點(diǎn)電壓穩(wěn)定。當(dāng)逆變器工作于整流狀態(tài)時，同樣的開關(guān)矢量對應(yīng)的電流方向相反，因此Δu需與逆變狀態(tài)時相反。

3 仿真與實(shí)驗波形

針對北美用戶的兩相三線三電平逆變器相關(guān)參數(shù)為：額定電壓120 V/240 V，額定頻率60 Hz，額定容量5 kV·A，直流母線電壓400 V，光伏電池額定功率5 kW，蓄電池額定電壓48 V，蓄電池容量50A·h。

圖8、圖9為逆變器在一相空載、一相2.5 kW負(fù)載時，正半母線電壓和負(fù)半母線電壓、逆變器輸出電流的仿真波形。

圖8 不對稱負(fù)載時逆變器正半母線電壓與負(fù)半母線電壓仿真波形Fig.8 Positive and negative half DC link voltage waveforms with unbalance load

圖9 一相空載一相滿載的逆變器輸出電流仿真波形Fig.9 Inverter output current waveforms with 1-phase no load and 1-phase rated load

由圖8可見，直流正、負(fù)半母線電壓在動態(tài)過程后保持一致。圖9中，逆變器輸出電流可以跟蹤不對稱負(fù)載電流。而逆變器空載相輸出小電流，原因是逆變器以if做反饋，if為零時逆變器輸出電流即為濾波電容電流。

圖10、圖11為逆變器在兩相對稱、不對稱負(fù)載時的試驗波形，逆變器參數(shù)與仿真相同。

圖10 兩相對稱輸出額定功率時的直流中點(diǎn)電壓和逆變輸出電流波形Fig 10 DC link midpoint voltage and inverter output current waveforms with 2-phase rated load

由圖11可見，空載相逆變輸出電流為濾波電容電流。

Research on Grid Connected Inverter Applied to Two Phase Three Wire Grid and Unbalance Load

DONG Yue1，2，XING Wenchao3，QIU Han3，ZHANG Chao3，YANG Yan2
（1.School of Electrical Engineering and Automation，Tianjin University，Tianjin300072，China；2.Tianjin Research Institute of Electric Science Co.，Ltd.，Tianjin300180，China；3.Tianjin TRIED New Energy Electric Co.，Ltd.，Tianjin300180，China）

The type of North American domestic distribution voltage is two phase three wire，which consist of two live wires having phase difference180°and one neutral wire.Gird connected inverter applied to this voltage is also confronted with unbalance load.And then，three level structure with DC link midpoint connected to neutral point is adopted to restrain common mode voltage of non insolated grid connected inverter.The method of the outer DC voltage loop and the inner inverter current loop was adopted，which adding load current feed-forward，to achieve stabilization of DC link voltage and track of unbalance load current.Then，proper method was adopted to stable DC link midpoint voltage.The control method is validated by the simulation and experiment.

two phase three wire；three level inverter；track of unbalance load current；stabilization of DC link midpoint voltage

TM464

A

10.19457/j.1001-2095.20161209

董鉞（1981-），男，博士，高級工程師，Email：dongyue@tried.com.cn