劉 嘉，李小祥，白立來，楊 凱

（北京工業(yè)大學機械工程與應(yīng)用電子技術(shù)學院，北京100124）

基于兩級PFC電路對大電容充電的仿真研究

劉 嘉，李小祥，白立來，楊 凱

（北京工業(yè)大學機械工程與應(yīng)用電子技術(shù)學院，北京100124）

電容儲能式螺柱焊機負載電容容量大，一次焊接過程電容能量完全釋放，新一次的焊接過程會再次對電容充電，這種純?nèi)菪悦}動負載對充電過程的功率因數(shù)校正需求更迫切。儲能式螺柱焊機的儲能電容容量大，電容端電壓上升緩慢，對其充電的反激變換器不能很快地建立穩(wěn)定狀態(tài)，電感電流在變換器中逐漸累積形成畸變電流。提出一種前級反激變換器，后級兩電容交替對負載電容充電的兩級PFC充電方案，利用邏輯電路控制開關(guān)管的動作時序，詳細介紹了主電路、控制電路及其仿真分析。結(jié)果表明，該方案具有電感電流跟隨基準電壓效果好和充電速度快的優(yōu)點，實現(xiàn)了對純?nèi)菪悦}動負載充電過程的功率因數(shù)校正。

儲能螺柱焊機；大容量電容；功率因數(shù)校正；時序電路；兩級PFC

0 前言

電容儲能式螺柱焊機負載電容容量大，一次焊接過程電容能量完全釋放，新一次的焊接過程會再次對電容充電[1]，這種工藝特點不加功率因數(shù)校正就會對電網(wǎng)造成污染，使電網(wǎng)側(cè)輸入電流波形嚴重畸變，呈脈沖尖峰狀，導致功率因數(shù)低下、總諧波畸變高。若大量應(yīng)用，會使電網(wǎng)側(cè)電流嚴重畸變?yōu)榉钦译娏鳎o所處的電力環(huán)境造成嚴重的后果，包括干擾其他用電設(shè)備；影響電網(wǎng)的可靠性；造成電能利用率下降等?？梢杂肂oost、Buck或Flyback等拓撲結(jié)構(gòu)和相應(yīng)的電流環(huán)控制方法實現(xiàn)峰值電流型、平均電流型或滯環(huán)電流型的PFC（功率因數(shù)校正）控制方法來提高對電容充電過程的功率因數(shù)[4]。反激變換器有隔離充電、功率等級適合螺柱焊機的特點，另外，反激變換器工作在DCM模式（電感電流斷續(xù)模式）即可實現(xiàn)峰值電流自然跟隨正弦電壓[2]。因此，本研究選擇了反激變換器為主拓撲結(jié)構(gòu)，峰值電流型PFC控制策略。儲能螺柱焊機上用到的電容容量一般在20 mF以上，電容的大容量使電容端電壓上升緩慢。低電壓的大電容會造成對其充電的反激變換器二次側(cè)電感復位時間長。若用100 kHz的開關(guān)頻率，變換器中的電感電流逐個周期累積形成電流畸變，需要加限流電路限制畸變電流峰值，繼而造成二次側(cè)電感電流降為零的時間被拉的很長，充電速度大大減慢。結(jié)合對純?nèi)菪载撦d充電的特點，以反激變換器為主拓撲結(jié)構(gòu)，搭建時序邏輯控制電路，基于PSIM對電路進行仿真研究，提出變壓器一次側(cè)電感電流自然跟隨正弦電壓保證功率因數(shù)，二次側(cè)對有初始電壓的電容充電以減小二次側(cè)電感復位時間的控制策略。提高了充電速度，取得了良好的效果，為進一步應(yīng)用具有功率因數(shù)校正技術(shù)的電容儲能式螺柱焊機奠定了基礎(chǔ)。

1 反激式功率因數(shù)校正器

可以證明，反激變換器電路在DCM模式下，對輸入電路而言DC-DC變換器可等效為一個受占空比D控制的無損電阻。因此，如圖1a所示電路，無須用特別的PFC控制器，就可使輸入端功率因數(shù)近似等于1[2]。圖1b為DC-DC反激變換器的DCM模式下等效電路平均模型。方框所示二端口電路模型為由占空比D控制的無損電阻符號。輸入電阻為Re，因此功率因數(shù)理論值為1。

圖1 反激式功率因數(shù)校正器

采用電容容量88 mF，大容量純?nèi)菪载撦d是反激式功率因數(shù)校正器實現(xiàn)的一大難點[5]。負載為阻性負載時，輸出濾波電容小，電壓能很快達到穩(wěn)定狀態(tài)，輸出電流穩(wěn)定，每個工頻周期下電感電流以斷續(xù)模式自然跟隨正弦電壓。與阻性負載不同，在對大容量純?nèi)菪载撦d充電時，由于充電初期電容端電壓低，電感電流下降速率慢，每個開關(guān)周期變壓器電感不能復位，且電容的大容量使電容端電壓長期處于低壓狀態(tài)，反激變換器中的能量逐個周期的累積，最終變換器飽和或損壞元器件。

采用的兩級PFC電路的目的是讓與反激變換器相連的電容里持續(xù)滯有電壓，以保證反激變換器工作在DCM模式，這樣電感電流將自然跟隨正弦基準電壓，保證了良好的功率因數(shù)。

圖2a是100kHz開關(guān)頻率用反激變換器對1mF電容充電時的電網(wǎng)側(cè)電流，圖2b是畸變電流展開。可以看出反激變換器工作在CCM模式，電流有凸尖產(chǎn)生并在電網(wǎng)側(cè)形成了很大的沖擊電流。

圖2 反激變換器中的畸變電流

可以按二階零輸入響應(yīng)電路計算出二次側(cè)電感電流下降至零的時間，即反激變換器工作在DCM模式時所需的最小的開關(guān)周期與所需的第一級電容端電壓。對二次側(cè)電感向電容充電回路列KVL并計算[6]：

本研究的電容負載容量為88 mF，經(jīng)以上各式計算，電容端電壓為零時DCM模式所需開關(guān)周期T=1 000 μs，頻率遠遠小于100 kHz，因此變壓器中電感電流如圖3所示。ON表示開關(guān)管導通，一次側(cè)電感電流上升；OFF表示開關(guān)管關(guān)斷，二次側(cè)電感電流下降[3]。由以上分析計算得知100 kHz時二次側(cè)電感沒有復位，一次側(cè)電感電流在此基礎(chǔ)上繼續(xù)增加，形成沖擊電流，如圖2a所示。

圖3 變壓器中電流逐周期遞增

以上各式亦可計算出電容端電壓為130 V時可以使反激變換器工作在DCM模式。因此采用兩級PFC控制策略，首先對一個前級電容充電，充至400 V后使其對負載電容放電，放電至300 V停止放電。另一個前級電容的工作狀態(tài)與之相反。兩個前級電容的滯留電壓保證反激變換器自然跟隨正弦電壓。通過兩前級電容的充放電避免了反激變換器直接對大電容充電的二次側(cè)電感不能復位的問題，保證了電網(wǎng)側(cè)電流良好的正弦跟隨，提高了充電速度。

2 兩級PFC電路的結(jié)構(gòu)與工作原理

本研究采用兩級PFC電路，電路結(jié)構(gòu)如圖4所示，它是由反激變換器交替對兩個電容充電，充至預(yù)定電壓后兩電容交替對負載電容放電。限流電路限制了電容對負載電容放電時的最大電流。

圖4 兩級PFC結(jié)構(gòu)

兩電容分別放電到預(yù)定電壓時停止放電，滯留的端電壓保證了下個周期反激變換器的斷續(xù)條件，保證了電網(wǎng)側(cè)電流良好的跟隨特性與反激變換器對電容較快的充電速度，電路的工作狀態(tài)如下。

當開關(guān)管MOS1、MOS4斷開時，變壓器二次側(cè)側(cè)電路如圖5a所示。反激變換器對Co2充電，Co1對負載電容放電。當開關(guān)管MOS2、MOS3斷開時，變壓器二次側(cè)電路如圖5b所示。反激變換器對Co1充電，Co2對負載電容放電。

兩電容分別對負載電容放電需要限制過大的電流，限流電路如圖6所示。電流未達到設(shè)定值時，Co1或Co2的放電電流經(jīng)MOS3或MOS4、限流電感L、檢測電阻R流入負載電容Co。當電流達到設(shè)定值時，MOS3或MOS4關(guān)斷，電流經(jīng)L、R并通過二極管VD回流，最終使電流最大值是20 A。

3 PSIM仿真模型的建立

仿真模型主要包括主電路、邏輯控制電路、過零檢測電路。進行仿真實驗時，電路模型中各元件參數(shù)設(shè)置為：反激變換器Lp1=260 μH，電容Co1=Co2= 880μF，限流電感L=100μH，檢測電流電阻R=0.1Ω，負載電容Co=88 mF。

3.1 控制邏輯

反激變換器對其中一個前級電容充電時，另一個前級電容需要對負載電容放電，交替工作。以前級電容的滯留電壓保證反激變換器工作在電感電流斷續(xù)狀態(tài)，使電網(wǎng)側(cè)電流自然跟隨正弦電壓，完成功率因數(shù)校正。

為了監(jiān)測電容端電壓狀態(tài)和兩前級電容對負載電容放電的最大電流，設(shè)計了邏輯控制電路（見圖7）。

圖5 兩前級電容工作狀態(tài)

圖6 仿真模型總體設(shè)計

圖7 控制邏輯

其中Uo1、Uo2、UIs1、UIs2分別表示前級電容Co1和Co2上的電壓和其對負載電容的放電電流。UIs1或UIs2置低表示前級電容對負載電容的放電電流過大，此刻關(guān)斷前級電容的放電開關(guān)管，電流經(jīng)過續(xù)流二極管續(xù)流。當電流低于基準值時再次打開開關(guān)管重復前級電容的放電過程。當Uo1或Uo2大于400 V時，邏輯控制電路使前級電容對負載電容放電并使反激變換器轉(zhuǎn)向?qū)α硪磺凹夒娙莩潆?，交替工作?/p>

具體控制邏輯的工作過程如圖8所示。根據(jù)前面的式子計算出的130 V的斷續(xù)電壓條件，電容Co1和Co2已在電感電流強迫跟隨情況下充電至300 V，足夠保證了變換器的斷續(xù)工作條件。

（1）采取電感電流自然跟隨的方式充電。先給Co1充電，此時的Co2處于閑置狀態(tài)，如圖8中的Uo1、Uo2。

（2）Co1的端電壓逐漸上升，升至400 V后使其對負載電容放電，通過限流電路很快放電至300 V起始電壓后處于等待狀態(tài)。圖8中的Is2是一次側(cè)電容對負載電容的放電電流。

（3）Co1對負載電容放電的同時，反激變換器開始對Co2充電。Co2的端電壓升至400 V時后對負載電容放電。與此同時，反激變換器重新開始對Co1充電。Co2通過限流電路放電至140 V起始電壓后處于等待Co1放電完成信號狀態(tài)，完成一個周期。

（4）當大電容上的電壓達到目標電壓后，關(guān)斷開關(guān)管MOS1，停止充電。一個焊接過程結(jié)束后重復以上步驟。

圖8 Co1、Co2充放電時序與電流極值

在用反激變換器對兩電容充電初期，為了限制變壓器一次側(cè)電感積累過大的電流并使電流跟隨正弦基準電壓，需要電感電流通過時序邏輯控制電路以CCM模式強迫跟隨正弦電壓，電路如圖9所示。其中Cout是電感電流與正弦基準電壓的比較信號，當電感電流達到正弦基準電壓時Cout至低，開關(guān)管關(guān)斷，以此達到電感電流跟隨正弦電壓的目的，在對前級電容充電的過程中也實現(xiàn)了功率因數(shù)的控制。

圖9 控制邏輯

強迫電感電流跟隨正弦電壓，如圖10a所示。深黑色線是正弦基準，當電感電流高于正弦值時，開關(guān)管關(guān)斷，此時變壓器一次電流為零，低于基準值，但是開關(guān)管沒有再次立刻導通，而是等下個100 kHz時鐘上升沿到來時再次導通，防止了比較器的抖動，實現(xiàn)了在定頻模式下對功率因數(shù)的控制。

從圖10b中還可以看到雖然反激變換器工作在CCM模式，但是電感電流還是跟隨了正弦基準電壓，避免了前面圖2a中的沖擊電流，保證了電網(wǎng)側(cè)電流良好的正弦度，功率因數(shù)較高。

圖10 電網(wǎng)側(cè)電流

此外，若在任意時刻開始用反激變換器對電容充電，會造成電感電流不是從電壓零相位開始跟隨，影響功率因數(shù)，如圖11a所示。

3.2 過零檢測

過零檢測電路如圖12所示。Urec是電網(wǎng)電壓經(jīng)全波整流后的電壓，經(jīng)電阻分壓后與0.2 V基準電壓比較，采用JK觸發(fā)器捕獲過零比較產(chǎn)生的上升沿信號，并將Q端跳變到高電平作為反激變換器工作的開始信號。結(jié)果如圖11b所示，只有在電網(wǎng)電壓過零點才能有電流輸出，否則開關(guān)管處于斷開狀態(tài)。保證了電網(wǎng)電壓與電感電流同相位。

4 總體仿真結(jié)果

仿真取得了良好效果，電網(wǎng)側(cè)電流與電網(wǎng)電壓同

頻同相，并且跟隨了正弦基準保證了良好的正弦度，見圖13。圖14是電網(wǎng)側(cè)電流的展開，反激變換器工作在DCM模式，由前文所述，功率因數(shù)近似為1。

圖11 電網(wǎng)側(cè)電流

圖12 過零比較電路

圖13 電網(wǎng)側(cè)電流

圖14 電網(wǎng)側(cè)電流展開

如圖15所示，0～150 V的充電時間是5 s，這是在100 kHz開關(guān)頻率，兩級PFC控制策略下的充電時間?；緷M足現(xiàn)有螺柱焊機的焊接速度，為進一步應(yīng)用具有功率因數(shù)校正技術(shù)的電容儲能式螺柱焊機奠定了基礎(chǔ)。

圖15 負載電容充電曲線

5 結(jié)論

以PSIM為仿真平臺，研究了以反激變換器為主拓撲結(jié)構(gòu)對電容儲能式螺柱焊機的儲能電容充電過程的功率因數(shù)校正技術(shù)。設(shè)計了過零檢測電路，使電網(wǎng)側(cè)電流與電壓同相位；設(shè)計了時序邏輯電路，強迫電感電流跟隨正弦電壓；采用兩級功率因數(shù)校正電路的控制策略，在滿足功率因數(shù)校正的前提下保證了較高的充電速度。

[1]張義.螺柱焊焊接技術(shù)及其應(yīng)用（第一版）[M].北京：機械工業(yè)出版社，2009：144-145.

[2]張占松，蔡宣三.開關(guān)電源的原理與設(shè)計[M].北京：電子工業(yè)出版社，2004：210-220.

[3]Sanjaya Maniktala.精通開關(guān)電源設(shè)計（第一版）[M].北京：人民郵電出版社，2008：24-29.

[4]Newsom R L，Dillard W C，Nelms R M.A Capacitor Charging Power Supply Utilizing Digital Logic for Power Factor Correction[J].Fourteenth Annual Applied Power Electronics Conference and Exposition，1999（3）：1115-1122.

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[6]邱關(guān)源.電路[M].北京：高等教育出版社，2006：156-164.

Two-stage PFC circuit simulation in the progress of charging stud welding’s capacitor based on PSIM

LIU Jia，LI Xiaoxiang，BAI Lilai，YANG Kai
（College of Mechanical Engineering and Applied Electronics Technology，Beijing University of Technology，Beijing 100124，China）

Load capacitor's value in capacitor discharge stud welding machine is large，power entirely releases every welding interval and charges capacitor again in a new welding period，so it is more urgent to require power factor correction to pulse load capacitor like this. However，the capacitor voltage goes up slowly owing to the big value of capacitor leading to that flyback charging capacitor can't set up a steady state quickly，so inductive current in flyback accumulates every switching period and develops distortion current finally.This article proposes a charging method that flyback charges two capacitors firstly then the capacitors discharge to load capacitor interlacedly. Sequential circuit controls the PWMsingnal to MOSFET.Main circuit，control circuit and simulation analysis are introduced in detail.The results showthat source current envelopes sinusoidal reference voltage and flyback charges load capacitor more efficient，realizing the pure capacitive pulse load PFCin the process ofcharging.

energy storage capacitor stud welding machine；high-capacity capacitor；PFC；sequence circuit；PSIM

TG433

A

1001-2303（2016）10-0019-06

10.7512/j.issn.1001-2303.2016.10.04

獻

劉嘉，李小祥，白立來，等.基于兩級PFC電路對大電容充電的仿真研究[J].電焊機，2016，46（10）：19-24.

2015-12-26

國家自然科學基金資助項目（51375022）

劉嘉（1969—），男，吉林省吉林市人，副教授，博士，主要從事數(shù)字化控制弧焊逆變電源的研究。