余詩怡，郝振洋＊

南京航空航天大學自動化學院，南京 211100

航空發(fā)動機內(nèi)置式永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的研究

余詩怡，郝振洋＊

南京航空航天大學自動化學院，南京 211100

針對內(nèi)置式航空發(fā)電系統(tǒng)高功率密度、高可靠性和高輸出性能的要求，提出了基于三相四橋臂的航空用永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)。利用永磁容錯電機大電感的特點，改進了傳統(tǒng)弱磁控制算法，提出了簡單高效的直軸電流Id解析法弱磁控制，通過實時計算弱磁電流給定實現(xiàn)了寬速范圍（3倍額定轉(zhuǎn)速）內(nèi)的恒壓發(fā)電控制。同時，根據(jù)容錯電機磁隔離的特點，以保證故障前后電機定子磁場為圓形旋轉(zhuǎn)磁場為前提，結(jié)合電壓空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）算法實現(xiàn)了單相斷路或短路故障的容錯發(fā)電控制。通過MATLAB仿真驗證了控制算法的正確性。最后，對一套7．5kW永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)進行了算法驗證實驗，驗證了Id解析法弱磁控制和容錯控制的可行性，為后續(xù)的系統(tǒng)性能測試打下基礎。

內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)；Id解析法；弱磁控制；容錯控制；永磁電機

多電和全電飛機的研究是目前航空領域炙手可熱的課題［1］，作為多電飛機的核心技術，多電航空發(fā)動機逐漸使用電力驅(qū)動系統(tǒng)代替原有的液壓功率系統(tǒng)［2］。其中，以支撐發(fā)動機轉(zhuǎn)子的非接觸式磁性軸承和發(fā)動機軸上安裝的內(nèi)置式整體起動發(fā)電機為核心的多電航空發(fā)動機，取消了傳統(tǒng)發(fā)動機接觸式滾動軸承、潤滑系統(tǒng)和機械作動系統(tǒng)，進一步減小了發(fā)動機的質(zhì)量和復雜性，改善了系統(tǒng)可靠性和維修性，降低了成本。因此，國內(nèi)外學者對內(nèi)置式航空發(fā)動機展開了大量的研究并取得了較好的效果［3－4］。其中，美國第2代多電飛機發(fā)展采用內(nèi)置式整體起動發(fā)電機，功率密度提高了兩倍，平均故障間隔時間提高了6倍［5］；中國對航空發(fā)動機用內(nèi)置式起動發(fā)電機也完成了原理樣機試驗研究，但是尚未成熟［6］。

目前，航空發(fā)動機內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)主要有開關磁阻電機發(fā)電系統(tǒng)和永磁電機發(fā)電系統(tǒng)［7－8］。開關磁阻電機從20世紀80年代受到關注以來，以其結(jié)構(gòu)簡單，效率高等優(yōu)點得到了快速發(fā)展，Lockheed Martin公司研制的美國新一代聯(lián)合攻擊戰(zhàn)斗機F－35的起動發(fā)電系統(tǒng)采用的就是高壓直流開關磁阻電機［9］。但是開關磁阻電機在寬速范圍下高功率密度性能的實現(xiàn)，需要通過建立大氣隙來適應材料熱膨脹和機械間距規(guī)格要求，其輸出性能較差［10］。永磁電機的功率密度大，工作效率高，轉(zhuǎn)矩脈動小，因此永磁電機在航空發(fā)動機內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)中的研究也備受矚目。2002年開始，歐盟就開展了功率飛機優(yōu)化（POA）項目研究，并資助THALES公司研制出了180kW的內(nèi)置式永磁同步電機起動發(fā)電系統(tǒng)，該永磁電機在發(fā)電狀態(tài)下可以輸出350V的直流電壓［11］。永磁電機的固有缺點為永磁體存在高溫去磁的隱患，目前主要通過選擇和尋找可靠的耐高溫永磁體材料來克服這個困難，但是一般的永磁電機本體并不具備容錯能力。

1996年，英國Newcastle大學的Mecrow教授等提出了永磁容錯電機，該電機結(jié)合永磁同步電機高功率密度特性以及開關磁阻的高可靠性優(yōu)點，可以在保證最小輸出性能損失的同時滿足高功率密度和高效率的要求［12］。因此，永磁容錯電機成為多電飛機發(fā)展技術中有力的競爭者。2007－2010年，英國Sheffield大學Sun教授等提出了基于H橋的永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)［13］，但該系統(tǒng)主功率管多，驅(qū)動復雜，在某種程度上降低了系統(tǒng)可靠性。同時，該系統(tǒng)利用最優(yōu)電流控制方式，實現(xiàn)了容錯控制，但該算法的最優(yōu)電流解析式復雜，不易在線編程。并且該算法的電流內(nèi)環(huán)采用電流滯環(huán)的控制方式，與電壓空間矢量脈寬調(diào)制（SVPWM）控制相比，存在系統(tǒng)的直流電壓利用率低以及電流紋波大的弊端。

因此，本文針對永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)高輸出性能（寬工作范圍）和高可靠性要求，結(jié)合永磁容錯電機大電感和磁隔離的特點，并基于三相四橋臂的電路拓撲，提出了簡單高效的Id解析法弱磁控制及SVPWM容錯控制策略，并通過MATLAB仿真并對一套7．5kW永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的進行功能實驗驗證，實驗結(jié)果表明兩個控制策略的正確性和可行性。

1 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的弱磁控制

1．1 永磁容錯電機的本體特征

永磁容錯電機本體具有熱隔離、磁隔離、物理隔離和電氣隔離的特點。同時，為了抑制短路電流，永磁容錯電機還具有大電感的特點［14］，即永磁容錯電機的定子繞組電感設計為1pu，使得繞組短路電流值與電機額定電流值相當，滿足：式中：E0為電機的空載反電勢；Is和Isn分別為電機的短路電流和額定電流；ωn為電機的額定角速度；Ls為電機的同步電感。

當采用轉(zhuǎn)子磁場定向時，定子磁場在同步旋轉(zhuǎn)直軸－交軸d－q坐標系上的分量為

式中：ψf為永磁體磁場；ψd和ψq分別為永磁體磁場的直軸和交軸分量；id和iq分別為直軸和交軸電流；Ld和Lq分別為直軸和交軸等效電感。由于永磁容錯電機的轉(zhuǎn)子磁鋼采用面貼式結(jié)構(gòu)，且電機的主激磁電感較小而槽口漏感和諧波漏感較大［15］，故有Ld＝Lq≈Ls。由式（2）可知，反相直軸電流產(chǎn)生的磁動勢會對永磁體的磁場起到去磁作用。

另一方面，當采用轉(zhuǎn)子磁場定向時，定子電壓在d－q坐標系上的分量為

式中：ud和uq分別為定子電壓的直軸和交軸分量；ωr為電機的角速度；Rs為相繞組的電阻。在正弦穩(wěn)態(tài)情況下，忽略電機的電阻，ud和uq可表示為

由式（4）可知，忽略定子電阻，反相直軸電流造成的直軸感抗壓降可以降低定子交軸電壓。

然而，永磁容錯發(fā)電機的定子電壓和電流受到整流器的直流電壓和容量的限制，因此定子電壓和電流還受限于式（5）所示的電壓極限圓和電流極限圓方程：

式中：umax為輸入電壓極限值；imax為整流器允許的電流極限值。根據(jù)電機反電勢和永磁體磁鏈的關系，式（1）所示的永磁容錯電機的額定電流和磁鏈的關系可變換為

由式（4）～式（6）可知，當電機的反相直軸電流等于額定電流時，定子電壓交軸分量為零，定子電壓只有直軸分量，此時的永磁容錯發(fā)電機仍工作在電壓電流極限圓內(nèi)，可實現(xiàn)寬速范圍下的弱磁控制。

綜上分析，當采用轉(zhuǎn)子磁場定向時，永磁容錯電機的反相直軸電流可以起到弱磁降壓的作用，利用永磁容錯電機大電感特點，若再結(jié)合高效的弱磁控制算法就能實現(xiàn)寬速范圍下永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的的恒壓發(fā)電控制。

1．2 Id解析法弱磁控制

永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的弱磁控制方法主要有反饋法和解析法。反饋法需要PI調(diào)節(jié)器來實現(xiàn)閉環(huán)控制，增加了系統(tǒng)的不穩(wěn)定性和復雜性。解析法主要有在線計算法和離線查表法，離線查表法需要大量實驗離線數(shù)據(jù)，可移植性差［16－18］。因此，本文結(jié)合永磁容錯電機的本體特性，提出簡單高效的Id解析法弱磁控制，實現(xiàn)永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的變速恒壓控制。該算法兼顧發(fā)電系統(tǒng)的高效特點，以不增大發(fā)電機的損耗為前提，根據(jù)電機的實際轉(zhuǎn)速值計算弱磁電流的給定值，即不要大量的查表數(shù)據(jù)，又省去了PI調(diào)節(jié)器，具有實時性和快速性。

1．2．1 Id解析法弱磁控制電流給定的計算推導

基于永磁容錯電機本體的設計和弱磁調(diào)速范圍（3倍額定轉(zhuǎn)速）的要求，將永磁容錯電機的額定工作點作為弱磁控制的轉(zhuǎn)折點。在額定工況下，采用id＝0的控制，此時交軸的電流值等于額定電流值，對應的電壓相量圖如圖1所示。

圖1 額定工況下的電壓相量圖（id＝0）Fig．1 Phasor diagram of voltage in rated states（id＝0）

忽略整流器的功率損耗，電機的電磁功率與負載消耗的電功率相等：

式中：Te為電機的電磁轉(zhuǎn)矩；np為電機的極對數(shù)；Udc和Idc分別為整流器直流側(cè)輸出電壓和輸出電流。

在恒功率負載下，當電機的轉(zhuǎn)速升高時，以兩倍額定轉(zhuǎn)速為例，對應的交軸電流變?yōu)轭~定電流的一半，此時永磁容錯電機的電壓相量圖如圖2所示?？芍舨徊扇∪醮趴刂?，定子端電壓增加為U′s，則整流器輸出電壓隨之升高，不能再實現(xiàn)穩(wěn)壓控制。因此，需要采取弱磁控制來抵消因轉(zhuǎn)速增加帶來的反電勢增加量。

圖2 弱磁控制下2倍額定轉(zhuǎn)速的電壓相量圖Fig．2 Phasor diagram of voltage at 2times rated speed under flux－weakening control

考慮一般情況，即當ω＞ωn時，弱磁電流產(chǎn)生的直軸感抗壓降應等于反電勢的增加量，即滿足：ωLdId＝ （ωn－ω）ψf（8）

將式（6）代入式（8）可求得Id解析法弱磁電流的給定值為在恒功率控制下，交軸電流與轉(zhuǎn)速成反比，即

滿足：

則定子繞組的電流滿足：

可見，采用Id解析法弱磁控制時，繞組的電流不超過額定點的工作電流，從而可以有效地降低電機的銅耗。另一方面，電機的鐵耗計算公式為

式中：CFe為鐵耗系數(shù)；f為磁場交變頻率；Bm為磁通密度最大值；G為硅鋼片質(zhì)量。采用弱磁控制會減弱永磁體的定子磁鏈幅值，從而降低磁通密度，因此降低了電機的鐵耗。

因此，如式（9）所示的Id解析法弱磁控制的Id電流計算表達式中僅有基本的乘法運算，比傳統(tǒng)的在線計算編程簡單，執(zhí)行速度快，有效地提高了軟件的運行效率，同時在該算法控制下，可以降低電機的損耗（包括銅耗和鐵耗），提高整個發(fā)電系統(tǒng)的效率。

1．2．2 Id解析法弱磁控制框圖

考慮到永磁容錯電機發(fā)電系統(tǒng)的工作狀態(tài)不是一直處于額定工況且系統(tǒng)的負載不一定是恒功率負載，因此，不能僅從轉(zhuǎn)速判斷和計算來確定d軸電流值，還要結(jié)合式（5）所示的電壓電流極限圓判斷是否需要引入弱磁電流，即利用電壓極限圓的限制條件來判斷實際合成電壓是否超過了電壓極限圓而進入了弱磁區(qū)域［19］，否則在未進入弱磁控制區(qū)情況下引入弱磁電流，雖然不會破壞系統(tǒng)的穩(wěn)定性，但會徒增系統(tǒng)的工作電流。

綜上分析，Id解析法弱磁控制的整體控制框圖如圖3所示，在沒有進入弱磁控制區(qū)域時，采用id＝0的控制，當系統(tǒng)進入了弱磁區(qū)，采用Id解析法計算弱磁電流給定使得系統(tǒng)穩(wěn)定運行。

圖3 Id解析法弱磁控制框圖Fig．3 Block diagram of Idanalysis flux－weakening control

2 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的容錯控制

2．1 永磁容錯電機的容錯特性

容錯在工程中是指當發(fā)生任何類型的故障時，系統(tǒng)能夠不降額或者稍微降額運行［20］。在本文中，永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的容錯控制是指當電機繞組或者功率器件發(fā)生一相故障（包括短路和斷路）時，系統(tǒng)能將發(fā)生故障的部分隔離，同時采取適當?shù)墓收涎a償策略，維持輸出電壓特性不變，使系統(tǒng)繼續(xù)可靠的運行。

要保持輸出電壓恒定，即要dUdc／dt＝0。結(jié)合式（7）所示的功率平衡方程，經(jīng)求導變化后可得

式（13）的物理意義在于：要使輸出電壓保持不變，必須能迅速的控制發(fā)電機的電磁轉(zhuǎn)矩，使得轉(zhuǎn)矩的變化跟上負載電流的變化［21］，因此對發(fā)電機輸出電壓控制也就是對轉(zhuǎn)矩的控制。如果保證故障前后電機的輸出轉(zhuǎn)矩不變，則可以保持電機的輸出電壓性能不變［22］。

永磁容錯電機的轉(zhuǎn)矩和定轉(zhuǎn)子磁鏈的關系為

式中：ψs為電機的定子磁場；δ為定轉(zhuǎn)子磁場間的夾角。因為故障前后電機的轉(zhuǎn)子磁場幅值不變，是一個跟隨電機旋轉(zhuǎn)的圓形磁場，若能控制故障后的定子磁場仍為一個幅值恒定的圓形旋轉(zhuǎn)磁場，即可保證故障后電機的輸出轉(zhuǎn)矩穩(wěn)定，從而使得發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓特性不變，實現(xiàn)系統(tǒng)的容錯控制。

傳統(tǒng)的永磁同步電機，電機的電感值較小。當發(fā)生短路故障后，電機的短路電流較大，會使得電機過熱而燒壞。同時，傳統(tǒng)的永磁同步電機繞組之間存在磁耦合，當電機繞組發(fā)生故障時，故障相電流產(chǎn)生的磁場會影響正常相磁場，從而產(chǎn)生轉(zhuǎn)矩脈動，使得定子磁場不能繼續(xù)跑圓，電機就不能正常工作。而永磁容錯電機的定子電感值設計的較大，發(fā)生短路故障時流過該相繞組的電流被限制為額定電流，不會燒壞電機。同時，永磁容錯電機的定子繞組采用集中式隔齒繞制方式，繞組間的互感很小，可以忽略不計，即繞組間具備磁隔離能力。當某相繞組發(fā)生短路故障時，短路電流不會耦合到正常相，故不會影響正常相繞組的磁場，而當某相繞組發(fā)生斷路故障時，流過該相繞組的電流為零，該故障相產(chǎn)生的磁場也為零，也不會影響正常相繞組的磁場。可見，永磁容錯電機的故障相繞組的磁場不會影響正常相繞組所產(chǎn)生的磁場，若保證故障后，正常相繞組的合成磁場仍為圓形旋轉(zhuǎn)磁場，即可實現(xiàn)永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的容錯控制。

2．2 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的電路拓撲及其控制

由2．1節(jié)分析可知，實現(xiàn)永磁容錯電機發(fā)電系統(tǒng)容錯補償?shù)暮诵木褪且ＷC故障前后永磁容錯電機的氣隙磁場均為圓形旋轉(zhuǎn)磁場。忽略電機定子的電阻，定子電壓和定子磁鏈之間的關系為

式中：us為定子電壓。在兩相靜止坐標系下，定子電壓可以表示為

可見，如果故障前后定子端電壓不變，即定子電壓在兩相靜止坐標系下的電壓分量uα和uβ不變，就可以使得定子氣隙合成磁場仍為圓形旋轉(zhuǎn)磁場。

傳統(tǒng)的永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)采用的H橋電路拓撲，即電機的每相繞組分別采用獨立的H橋驅(qū)動，因此，控制系統(tǒng)的功率管數(shù)目較多，系統(tǒng)的體積重量大且元器件故障率提高。而傳統(tǒng)的永磁同步電機采用三相全橋電路拓撲，其功率管的數(shù)目減少，變換器的功率密度提高。當采用SVPWM時，定義（SA，SB，SC）為三相橋臂的導通狀態(tài)，1表示上橋臂導通，0表示下橋臂導通，則共有8種開關狀態(tài)，分別為U0（000），U1（001），U2（010），U3（011），U4（100），U5（101），U6（110），U7（111）。8種開關狀態(tài)對應的三相電壓uA、uB、uC進行Clark坐標變換后得到兩相靜止坐標系下的電壓uα、uβ如表1所示。

當電機繞組發(fā)生一相故障（包括短路和斷路）后，切除故障相繞組所在的橋臂，此時，經(jīng)Clark坐標變換后的兩相靜止坐標系下的電壓如表2所示（以A相繞組斷路故障為例）。

表1 正常狀態(tài)下電壓矢量表Table 1 Voltage vector table under normal state

表2 A相繞組斷路故障狀態(tài)下電壓矢量表Table 2 Voltage vector table under open－circuit state of phase A

對比表1和表2可知，故障后兩相靜止坐標系下的電壓發(fā)生了變化。切除故障相繞組所在橋臂后，電機工作于兩相非對稱狀態(tài)，電機的定子磁場不再是圓形旋轉(zhuǎn)磁場，要實現(xiàn)故障后的容錯控制，必須用正常相補償故障相的電壓，這增加了系統(tǒng)控制的復雜性，提高了對功率器件電流承受能力的要求［23］。因此，本文提出采用三相四橋臂的電路拓撲，即在三相全橋電路中增加第四橋臂，并讓第四橋臂中點與永磁容錯電機星型連接的定子繞組中性點相連，為中性點電流提供通路，如圖4所示，圖中：KA、KB、KC和KN分別對應4個橋臂開關；VT1～VT6為ABC三相橋臂的功率器件；Q1和Q2為第四橋臂功率器件，SA、SB、SC和SN分別為4個橋臂上下管的驅(qū)動信號。

在正常情況下，第四橋臂不投入運行，系統(tǒng)工作在三相三橋臂模式，在SVPWM控制下的電壓矢量如表1所示。當發(fā)生一相故障后，切除故障相所在橋臂的同時將第四橋臂投入電路，用第四橋臂的開關狀態(tài)SN代替故障相對應橋臂的開關狀態(tài)SI（I＝A，B，C），由于L0感抗很小，故在橋臂導通時認為uN為0，則故障補償后經(jīng)Clark變換得到的兩相靜止坐標系下的uα、uβ電壓值如下表3所示（以A相繞組斷路故障為例）。

圖4 三相四橋臂容錯拓撲（id＝0）Fig．4 Fault－tolerant topology of three－phase four－leg（id＝0）

表3 A相繞組斷路故障補償情況下電壓矢量表Table 3 Voltage vector table under open－circuit state with compensation of phase A

對比表1和表3可知，故障后將第四橋臂切入，兩相靜止坐標系下的電壓值和正常態(tài)下的完全一致，使得故障后的定子電壓不變、定子磁場仍為圓形旋轉(zhuǎn)磁場，因此可以保證故障后的電壓輸出性能不變，實現(xiàn)系統(tǒng)的容錯。

對于功率管的短路或斷路故障的處理與電機繞組故障的處理方式相同，故上述故障補償方式同樣適用于一相功率管短路和短路故障。

綜上分析，與H橋和三相三橋臂的電路拓撲相比，采用三相四橋臂的電路拓撲，不僅減小了控制器的體積重量，還簡化了系統(tǒng)控制的復雜度。在正常情況下，系統(tǒng)工作在三相三橋臂模式下。當系統(tǒng)發(fā)生一相故障時，由于容錯電機磁隔離和大電感的設計，故障相不會影響到正常相的運行。一相故障后，切除故障相所在的橋臂，同時將第四橋臂切入運行，并引入其功率管的開關量，即可保證故障補償后電機的磁場為圓形旋轉(zhuǎn)磁場，同時第四橋臂為繞組中性點的電流提供了通路，可以保證永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的輸出電壓特性保持不變。

3 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的仿真驗證

3．1 Id解析法弱磁控制的仿真

根據(jù)上述分析，在MATLAB中搭建永磁容錯電機發(fā)電系統(tǒng)仿真模型，如圖5所示，主要包括三相四橋臂功率變換器模塊，永磁容錯發(fā)電機本體模塊、矢量控制模塊和SVPWM算法模塊。仿真中，電機的永磁體磁場為0．044Wb，定子電感為0．002 1H，定子電阻為0．07Ω，電機極對數(shù)為5，額定電流為19A。

為和下文實驗更好地對比，由于實驗條件的限制，將弱磁點按容錯電機的轉(zhuǎn)速等比降低。由上文中永磁體同步電機的本體特征即電壓相量圖可以得到在額定工況下，定子電壓Us＝E0。對于三相全控整流橋，輸出直流電壓值滿足Udc≥，則額定工況下三相全控整流橋輸出的最小可控直流電壓為。根據(jù)電機設計的額定點，通過計算選擇仿真和實驗時所對應的電機的額定轉(zhuǎn)速為700r／min，對應的直流側(cè)輸出電壓定為40V，負載電阻為4．4Ω。

圖5 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)仿真模型Fig．5 Simulation model of fault－tolerant permanent magnet generation system

在上述參數(shù)下的仿真波形如圖6和圖7所示，在轉(zhuǎn)速為700r／min的額定工作點，電機的相電流峰值為19A，等于額定電流值，實際d軸電流為0，q軸電流為19A，輸出電壓為40V。當電機轉(zhuǎn)速升為3倍的額定轉(zhuǎn)速2 100r／min時，采用Id解析法弱磁控制，實際d軸電流為－12．7A，和計算值相當，q軸電流為－6A，相電流峰值為14A，輸出電壓仍可穩(wěn)定在40V。

在3倍額定轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)的不同轉(zhuǎn)速下，弱磁電流仿真值和計算值的關系以及兩者之間的誤差如圖8所示，可見仿真值與理論計算值幾乎重合，誤差率在9．9%以內(nèi)，充分驗證了Id解析法弱磁控制的正確性。

圖6 轉(zhuǎn)速為700r／min時的仿真波形Fig．6 Simulation waveforms under speed of 700r／min

圖7 轉(zhuǎn)速為2 100r／min時的仿真波形Fig．7 Simulation waveforms under speed of 2 100r／min

圖8 Id解析法的仿真值和計算值對比Fig．8 Comparison of simulated and calculated value of Idanalysis method

3．2 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)容錯控制仿真

類似地，在上述仿真模型下進行容錯控制的仿真，仿真參數(shù)和下文實驗參數(shù)也設置相同。設定電機的拖動轉(zhuǎn)速為1 000r／min，直流側(cè)輸出電壓為100V，負載電阻為50Ω。以A相繞組故障為例進行分析，為了更直觀地反映容錯控制的補償效果，分別對故障不補償態(tài)和故障補償態(tài)進行仿真。

在正常工作情況下，如圖9所示，輸出電壓為穩(wěn)定的100V，三相電流對稱分布，峰值為7．5A，互差120°。

圖9 正常情況時的仿真波形Fig．9 Simulation waveforms under normal state

當A相繞組斷路，如圖10和圖11所示，不采取補償措施時，直流輸出電壓平均值為100V，脈動率為4．8%，斷路相電流為0A，正常兩相繞組電流發(fā)生畸變，且大小相等、方向相反，電流峰值為15A；切入第四橋臂補償時，直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動率為2．8%，三相電流對稱分布，峰值為12A，互差120°。

可見，A相斷路故障補償后的直流側(cè)輸出電壓脈動減小，3個橋臂電流恢復為互差120°的正弦電流。

當A相繞組短路，如圖12和圖13所示，不采取補償措施時，直流輸出電壓平均值為100V，脈動率為4．8%，短路相電流峰值為19A，與額定電流值相等，正常兩相繞組電流畸變，且大小相等、方向相反，電流峰值為15A；切入第四橋臂補償時，直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動率為2．8%，三相電流對稱分布，峰值為12A，互差120°。

圖10 一相繞組斷路不補償下的仿真波形Fig．10 Simulation waveforms under one－phase opencircuit state without compensation

圖11 一相繞組斷路補償下的仿真波形Fig．11 Simulation waveforms under one－phase opencircuit state with compensation

圖12 一相繞組短路不補償下的仿真波形Fig．12 Simulation waveforms under one－phase shortcircuit state without compensation

圖13 一相繞組短路補償下的仿真波形Fig．13 Simulation waveforms under one－phase shortcircuit state with compensation

可見，A相短路故障補償后的直流側(cè)輸出電壓脈動減小，3個橋臂電流恢復為正弦電流。同時，對比短路和斷路故障補償前后的波形還可以發(fā)現(xiàn)，短路和斷路故障補償前后的仿真波形及數(shù)據(jù)分別對應相同，這是因為故障后對應故障相繞組均已切除，且故障相磁場不會對正常相磁場造成影響，和理論分析相符。

由以上仿真波形可見，切除故障相繞組所在橋臂并封鎖對應功率管的驅(qū)動信號，同時投入第四橋臂進行補償可以有效地實現(xiàn)系統(tǒng)的容錯控制。

4 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的實驗驗證

圖14 實驗電路連接示意圖Fig．14 Schematic diagram of experimental circuit

為了驗證上述控制策略的可行性，本文對一臺7．5kW的永磁容錯電機及其控制系統(tǒng)進行了實驗驗證，電機參數(shù)與仿真參數(shù)一致，弱磁實驗和故障實驗參數(shù)也與仿真一致。

由于實驗室現(xiàn)有條件的限制，沒有發(fā)動機進行聯(lián)調(diào)，而實驗所用的是一臺六相十極永磁容錯電機，基于其磁隔離的特點，可以用作繞組間互差120°的雙三相電機，即該六相電機可以看成是同軸連接的兩個三相電機，這與航空發(fā)動機內(nèi)置式發(fā)電系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)有類似之處。因此，實驗中將六相永磁容錯電機的其中一組三相繞組用作模擬發(fā)動機，另外一組三相繞組作為發(fā)電機，模擬發(fā)動機帶動發(fā)電機旋轉(zhuǎn)，實驗電路連接示意圖如圖14所示。

圖中：T1～T6為電驅(qū)動模擬發(fā)動機功率電路中的功率開關器件，KA、KB、KC、KS和 KN為全控器件構(gòu)成的開關，通過控制其開通或關斷來模擬不同的實驗工況。其中，KS為A相繞組的短路模擬開關，KA即作為A相繞組斷路模擬開關，又作為A相橋臂投切的控制開關。

4．1 Id解析法弱磁控制的實驗驗證

弱磁控制的實驗波形如圖15所示，在轉(zhuǎn)速為700r／min的額定工作點，仍采用id＝0的矢量控制，由實驗波形可見，實際d軸電流為0，q軸電流為19A，電機的相電流峰值為額定電流19A，輸出直流電壓為40V。

當電機的轉(zhuǎn)速升高，在3倍的額定轉(zhuǎn)速2 100 r／min時，采用Id解析法弱磁控制，由實驗波形可見，實際d軸電流為－12．7A，和表3中的計算值相當，q軸電流為－5A，相電流峰值為14A，輸出直流電壓仍可穩(wěn)定在40V。

經(jīng)過在不同轉(zhuǎn)速下的實驗，將實驗得到的弱磁電流值、Id解析法計算的弱磁電流值以及兩者之間的誤差與轉(zhuǎn)速的關系繪于圖16中，可見，實驗波形數(shù)據(jù)與解析法理論計算的弱磁電流數(shù)據(jù)幾乎重合，誤差率在14．3%以內(nèi)，充分驗證了Id解析法弱磁控制的正確性和可行性。

圖15 轉(zhuǎn)速分別為700r／min和2 100r／min時直流側(cè)輸出電壓電機相電流和d－q軸電流Fig．15 Waveforms of DC voltage，phase current and dqcurrent at speed of 700and 2100r／min

圖16 Id解析法的計算值和實驗值對比Fig．16 Comparison of calculated and experimental value of Idanalysis method

4．2 永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)容錯控制實驗驗證

容錯控制實驗波形如圖17～圖19所示，正常工作情況下（圖17），直流輸出電壓為100V，三相電流互差120°對稱分布，電流峰值為8A。

圖17 正常情況下的直流側(cè)輸出電壓和三相電流Fig．17 Waveforms of DC voltage and three－phase current under normal state

以A相繞組故障為例，當A相繞組斷路，不采取補償措施時（圖18（a）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動率為14．8%，A相繞組斷路電流為0，正常兩相電流波形接近三角波，且大小相等方向相反，電流的峰值為15A。當投入第四橋臂補償時（圖18（b）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100 V，脈動率為6．9%，三相橋臂的電流波形為互差120°的正弦波，電流峰值為13A。

圖18 一相繞組斷路情況下的直流側(cè)輸出電壓和三相電流Fig．18 Waveforms of DC voltage and three－phase current under one－phase open－circuit state

圖19 一相繞組短路情況下的直流側(cè)輸出電壓和三相電流Fig．19 Waveforms of DC voltage and three－phase current under one－phase short－circuit state

對比A相繞組斷路故障補償前后的波形可見，斷路故障補償后的直流側(cè)輸出電壓脈動減小，3個橋臂電流恢復為正弦波，電流峰值減小，說明斷路故障補償后的工作狀態(tài)得到了改善，與理論分析及仿真結(jié)果一致。

當A相繞組短路，不采取補償措施時（圖19（a）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動率為14．8%，短路相繞組的電流峰值為19A，與額定電流值相當，正常兩相電流波形接近三角波，且大小相等方向相反，電流的峰值為15A。當投入第四橋臂補償時（圖19（b）），直流側(cè)輸出電壓平均值為100V，脈動率為6．9%，三相橋臂的電流波形為互差120°的正弦波，電流峰值為13A。

對比A相繞組短路故障補償前后的波形可見，短路故障補償后的直流側(cè)輸出電壓脈動減小，3個橋臂電流恢復為正弦波。同時，對比短路和斷路故障補償前后的實驗波形也發(fā)現(xiàn)，短路和斷路故障補償前后的實驗波形及數(shù)據(jù)也分別對應相同，這與上文理論分析及MATLAB仿真波形相符。

將實驗中故障不補償和補償情況下的電壓脈動列于表4所示，可見發(fā)生一相故障，采取補償后可以有效的降低輸出直流電壓的脈動。

此外，實際實驗采用的是模擬電機繞組短路和斷路故障，而功率管短路和斷路處理方式與此類似，實驗結(jié)果可以推廣到功率管故障。以上實驗波形和數(shù)據(jù)充分驗證了基于三相四橋臂的容錯控制算法的正確性和可行性。

表4 故障不補償和補償下電壓脈動對比Table 4 Comparison of voltage ripple between non－compensation and compensation

5 結(jié) 論

1）本文利用永磁容錯電機大電感的特點提出了簡單高效的Id解析法弱磁控制算法，推導了弱磁電流計算解析式，并結(jié)合電壓電流極限圓公式給出了Id解析法弱磁控制的整體框圖，在此控制算法下實現(xiàn)了電機三倍額定轉(zhuǎn)速范圍內(nèi)的恒壓控制，并通過MATLAB仿真和實驗驗證了該控制算法的正確性和可行性。

2）本文在永磁容錯電機具有磁隔離特點的基礎上，結(jié)合三相四橋臂的容錯拓撲提出了發(fā)電系統(tǒng)的容錯控制算法，分析了故障前后的空間電壓矢量，表明當發(fā)生一相故障后，切除故障相繞組所在的橋臂，投入第四橋臂為中性點電流提供通路并引入第四橋臂的電壓開關量，可以保證故障前后電機定子磁場為圓形旋轉(zhuǎn)磁場，從而實現(xiàn)容錯控制。仿真和實驗結(jié)果表明在該容錯控制算法下，故障后的電壓脈動在6．9%范圍內(nèi)，滿足容錯功能的要求，為后續(xù)系統(tǒng)的性能驗證打下了基礎。

［1］ 吳志琨，李軍，時瑞軍．多電航空發(fā)動機研究現(xiàn)況及關鍵技術［J］．航空工程進展，2012（4）：463－467．WU Z K，LI J，SHI R J．Research status and key technology of multi－electric aero－engine［J］．Status of Aeronautical Engineering．2012（4）：463－467（in Chinese）．

［2］ KAMPKER A，BURGGRAFP，NEE C，et al．Integrated product and process development for electric engine production［C］／18th Conference on Electrical Power Distribution Networks（EPDC），2013：1－5．

［3］ 方昌德，馬春燕．航空發(fā)動機的發(fā)展歷程［M］．北京：航空工業(yè)出版社，2007：50－51．FANG C D，MA C Y．Development of aviation engine［M］．Beijing：Aeronautical Industry Press，2007：50－51（in Chinese）．

［4］ CAVAGNINO A，LI Z，TENCONI A，et al．Integrated generator for more electric engine：Design and testing of a scaled－size prototype［J］．IEEE Transactions on Industry Applications，2013，49（5）：2034－2043．

［5］ 李開省，王宏霞．多電飛機技術及其標準體系探討［J］．航空標準化與質(zhì)量，2007（6）：10－14．LI K S，WANG H X．Study on the technology and standard system of more－electric aircraft［J］．Aeronautic Standardization and Quality，2007（6）：10－14（in Chinese）．

［6］ 齊蓉，林輝，周素瑩．多電飛機電氣系統(tǒng)關鍵技術研究［J］．航空計算技術，2004，34（1）：97－101．QI R，LIN H，ZHOU S Y．Research on the key technology of more electric aircraft electrical system［J］．Aeronautical Computing Technology，2004，34（1）：97－101（in Chinese）．

［7］ 嚴仰光，秦海鴻，龔春英，等．多電飛機與電力電子［J］．南京航空航天大學學報，2014，46（1）：11－18．YAN Y G，QIN H H，GONG C Y，et al．More electric aircraft and power electronics ［J］．Journal of Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，2014，46（1）：11－18（in Chinese）．

［8］ FEEHALLY，THOMAS．Electro－mechanical interaction in gas turbine－generator systems for more－electric aircraft［D］．Manchester：University of Manchester，2012：2－3．

［9］ 戴衛(wèi)力．飛機無刷直流起動／發(fā)電系統(tǒng)的研究［D］．南京：南京航空航天大學，2008：13－15．DAI W L．Research on brushless DC starter－generator system for aircraft engine［D］．Nanjing：Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，2008：13－15（in Chinese）．

［10］ FRIEDRICH G，GIRARDIN A．Integrated starter generator［J］．IEEE Industry Applications Magazine，2009，15（4）：26－34．

［11］ JEAN－PHILIPPE B，F(xiàn)RANCOIS B，MARIO M．Electrical rotating machines and power electronics for new aircraft equipment systems［C］／25th Congress of the International Council of the Aeronautical Sciences，2006：1－9．

［12］ MECROW B C，JACK A G，HAYLOCK J A．Fault－tolerant permanent magnet machine drives［J］．Electrical Machines and Drives，1996，143（6）：437－442．

［13］ SUN Z，EDE J D，WANG J，et al．Experimental testing of a 250kW fault－tolerant permanent magnet power generation system for large civil aero engines［C］／5th International Energy Conversion，2007：25－27．

［14］ 郝振洋，胡育文．電力作動器用高可靠性永磁容錯電機控制系統(tǒng)的設計及其試驗分析［J］．航空學報，2013，34（1）：141－152．HAO Z Y，HU Y W．Design and experimental analysis on the control system of high reliability fault tolerant permanent magnet motor used in electric actuator［J］．Acta Aeronoutica et Astronautica Sinica．2013，34（1）：141－152（in Chinese）．

［15］ 郝振洋，胡育文，黃文新．電力作動器中永磁容錯電機的電感和諧波分析［J］．航空學報，2009，30（6）：1063－1069．HAO Z Y，HU Y W，HUANG W X．Analysis of inductance and harmonics of fault tolerant permanent magnet machine in electro－mechanical actuators［J］．Acta Aeronoutica et Astronautica Sinica，2009，30（6）：1063－1069（in Chinese）．

［16］ PAPAOIKONOMOU D，VAN D G M，POLINDER H．Comparison between induction and PM machine for high speed starter－generator applications［C］／7th IET International Conference on Power Electronics，Machines and Drives（PEMD 2014），2014：1－6．

［17］ 王艾萌．內(nèi)置式永磁同步電動機的優(yōu)化設計及弱磁控制研究［D］．保定：華北電力大學，2010：12－15．WANG A M．Optimal IPM machine design and fluxweakening control［D］．Baoding：North China Electric Power University，2010：12－15（in Chinese）．

［18］ 盛義發(fā)，喻壽益，桂衛(wèi)華，等．軌道車輛用永磁同步電機系統(tǒng)弱磁控制策略［J］．中國電機工程學報，2010（9）：74－79．SHENG Y F，YU S Y，GUI W H，et al．Field weakening operation control strategies of permanent magnet synchronous motor for railway vehicles［J］．Proceedings of the CSEE，2010（9）：74－79（in Chinese）．

［19］ SUN Z G，WANG J B，JEWELL G W，et al．Enhanced optimal torque control of fault－tolerant PM machine under flux weakening operation［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2010，57（1）：344－353．

［20］ ZHAO W X，CHENG M，HUA W，et al．Back－EMF harmonic analysis and fault－tolerant control of flux－switching permanent－magnet machine with redundancy［J］．IEEE Transactions on Industrial Electronics，2011，58（5）：1926－1935．

［21］ 胡育文，黃文新，張?zhí)m紅，等．異步電機直接轉(zhuǎn)矩控制系統(tǒng)［M］．北京：機械工業(yè)出版社，2012：100－103．HU Y W，HUANG W X，ZHANG L H，et al．Direct torque control system for induction motor［M］．Beijing：Mechanical Industry Press，2012：100－103（in Chinese）．

［22］ 余文濤，胡育文，郝振洋，等．永磁容錯電機最優(yōu)轉(zhuǎn)矩控制策略實驗［J］．航空學報，2010，31（8）：1622－1628．YU W T，HU Y W，HAO Z Y，et al．Experiment of optimal torque control strategy for fault tolerant permanent magnet motor［J］．Acta Aeronoutica et AstronauticaSinica，2010，31（8）：1622－1628（in Chinese）．

［23］ 穆曉敬，郝振洋．基于三相四橋臂逆變器的永磁容錯電機控制系統(tǒng)［J］．電源學報，2014，42（4）：15－22．MU X J，HAO Z Y ．Fault tolerant permanent magnet motor control system based on three－phase four－leg inverter［J］．Journal of Power Supply，2014，42（4）：15－22（in Chinese）．

Fault－tolerant internal permanent magnet generation system used in aviation engines

YU Shiyi，HAO Zhenyang＊
College of Automation Engineering，Nanjing University of Aeronautics and Astronautics，Nanjing 211100，China

High power density，high reliability and high output performance are required by internal power generation system in aviation．Thus，fault－tolerant permanent magnet generation system based on three－phase four－leg circuit topology was proposed．The permanent magnet fault－tolerant motor has the characteristics of large inductance．Idanalysis flux－weakening control method is put forward by improving traditional flux－weakening control algorithm．It is a simple and efficient method．Idcurrent is calculated in real time．The algorithm can realize the constant voltage generation control in a wide speed range（three times of rated speed）by calculating the given flux－weakening current at real－time．Based on the characteristics of magnet isolation，the fault tolerant control of one－phase fault including open－circuit and short－circuit is proposed．Combining with space vector pulse width modulation（SVPWM）algorithm，it means to keep the magnetic fields generated by stator current as circular rotating fields．MATLAB simulation results verify the correctness of the Idanalysis method for the flux－weakening control and fault tolerant control．Finally，a 7．5kW fault－tolerant permanent magnet motor and its control system were tested．The experimental results also validate the Idanalysis method for flux－weakening and the fault tolerant control method，which lays the foundation for the follow－up system performance test．

internal power generation system；Idanalysis method；flux－weakening control；fault－tolerant control；permanent magnet motor

2015－10－12；Revised：2015－12－05；Accepted：2016－01－18；Published online：2016－01－20 14：03

URL：www．cnki．net／kcms／detail／11．1929．V．20160120．1403．004．html

s：National Natural Science Foundation of China（51307081）；Natural Science Foundation of Jiangsu Province（BK2012386）

V242．4；TM351

A

1000－6893（2016）09－2775－13

10．7527／S1000－6893．2016．0025

2015－10－12；退修日期：2015－12－05；錄用日期：2016－01－18；網(wǎng)絡出版時間：2016－01－20 14：03

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國家自然科學基金 （51307081）；江蘇省自然科學基金 （BK2012386）

＊通訊作者．Tel．：025－84890382 E－mail：zhenyang＿hao＠nuaa．edu．cn

余詩怡，郝振洋．航空發(fā)動機內(nèi)置式永磁容錯發(fā)電系統(tǒng)的研究［J］．航空學報，2016，37（9）：27752－787．YU S Y，HAO Z Y．Faultt－olerant internal permanent magnet generation system used in aviation engines［J］．Acta Aeronautica et Astronautica Sinica，2016，37（9）：27752－787．

余詩怡 女，碩士研究生。主要研究方向：電力電子與電力傳動。

Tel：025－84890382

E－mail：yushiyi913＠163．com

郝振洋 男，博士，副教授。主要研究方向：電力電子與電力傳動。

Tel：025－84890382

E－mail：zhenyang＿hao＠nuaa．edu．cn

＊Corresponding author．Tel．：025－84890382 E－mail：zhenyang＿hao＠nuaa．edu．cn