徐文潭，楊斌強，王光慶

(浙江工商大學(xué)，杭州 310018)

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能量回饋型超聲波電動機驅(qū)動與能量采集電路設(shè)計

徐文潭，楊斌強，王光慶

(浙江工商大學(xué)，杭州 310018)

針對能量回饋型超聲波電機既具有精密驅(qū)動功能，又具有振動能量采集功能的要求，設(shè)計了基于TMS320LF2407的能量回饋型超聲波電機驅(qū)動與能量采集電路，分析了電路的各個組成模塊，并對電路硬件進(jìn)行了設(shè)計與仿真；研制了電路硬件系統(tǒng)，搭建了電路測試平臺，對電路進(jìn)行了測試分析。研究結(jié)果表明：設(shè)計的驅(qū)動電路能夠滿足超聲波電機的驅(qū)動要求，能量采集電路具有較好的采集回收功能，為在能量供應(yīng)不足的場合實現(xiàn)超聲波電機的持續(xù)應(yīng)用提供了一種可行的解決方案。

能量回饋型超聲波電機；驅(qū)動電路；采集電路；仿真與設(shè)計

0 引 言

超聲波電機的運行機理建立在壓電材料的逆壓電效應(yīng)基礎(chǔ)之上，其驅(qū)動方式與傳統(tǒng)電機不同。行波型超聲波電機的驅(qū)動電路需要產(chǎn)生兩路相位差為90°的交變電壓，激勵壓電定子彎曲產(chǎn)生行波，并使定子表面質(zhì)點以橢圓運動軌跡運動，驅(qū)動與之接觸的轉(zhuǎn)子作旋轉(zhuǎn)運動[1-3]。但是定子的極化區(qū)域中存在未被極化的部分，如圖1(a)陰影部分，這些陶瓷不僅不參與能量的轉(zhuǎn)換。在電機定子高頻振動過程中還存在著能量的損耗。

本文提出了一種能量回饋型超聲波電機，其壓電陶瓷極化分區(qū)如圖1(b)所示，利用正壓電效應(yīng)可以采集壓電定子高頻振動過程中產(chǎn)生的機械振動能，并將其轉(zhuǎn)換為電能回收利用。相對于常規(guī)的超聲波電機驅(qū)動電路，能量回饋型超聲波電機驅(qū)動具有以下特點：1) 滿足能量回饋型超聲波電機驅(qū)動要求的同時，也能夠驅(qū)動常規(guī)的超聲波電機；2)加入能量采集功能，提高了能源的利用效率。由此可見，能量回饋型超聲波電機驅(qū)動電路在常規(guī)超聲波電機驅(qū)動電路的基礎(chǔ)上加入了能量采集功能，能量利用效率更高，適用范圍也更加廣泛。

(a)典型極化分區(qū)模式(b)回饋型極化分區(qū)模式

圖1 定子極化區(qū)域

本文根據(jù)能量回饋型超聲波電機的功能要求，設(shè)計了一套集驅(qū)動與振動能量采集于一體的電機驅(qū)動電路，并對電路各個模塊進(jìn)行了設(shè)計、分析與仿真，最后通過實驗驗證本文設(shè)計的驅(qū)動電路達(dá)到了設(shè)計要求。

1 驅(qū)動電路設(shè)計

驅(qū)動能量回饋型超聲波電機需要輸出兩路高頻電壓信號，具有特定的頻率、幅值和相位差。為了減小驅(qū)動電路模塊的體積，選用TI公司的TMS320LF2407A DSP芯片生成驅(qū)動超聲波電機的4路PWM波形。電路總體結(jié)構(gòu)如圖2所示。

圖2 基于DSP的超聲波電機驅(qū)動電路框圖

1.1 PWM生成

TMS320LF2407A芯片中有兩個事件管理器模塊(EVA、EVB)，可以生成3對6路PWM波形[4-5]。本電路只用到其中2對4路PWM波形，在初始化兩個事件管理器生成2對4路PWM波時，分別在每個事件管理器中加入一定的延時，調(diào)節(jié)延時的大小可以改變2對PWM波的相位差；另外若改變波形的占空比以及頻率，改變對于控制寄存器的賦值即可實現(xiàn)[6-7]。圖3是用TMS320LF2407A生成的相位差90° 2對4路PWM波形。

圖3 生成的四路PWM波形(截圖)

1.2 死區(qū)控制

在逆變電路中需要使用功率放大管充當(dāng)高頻開關(guān)，將信號發(fā)生部分產(chǎn)生的單級性信號變換為雙極性功率方波信號，用以推動后面的高頻變壓器[8]。為了避免出現(xiàn)死區(qū)，直接控制光耦隔離模塊的輸入電壓來控制輸出MOS管的開關(guān)電壓，從而達(dá)到對死區(qū)的控制。

圖4中，曲線a，b分別是上拉電阻不同阻值所對應(yīng)的光耦元件響應(yīng)曲線，Va，Vb則是其所對應(yīng)的能夠達(dá)到的最大電壓值，Von是開關(guān)功率管的導(dǎo)通電壓。由圖可知，當(dāng)改變光耦元件的響應(yīng)曲線的峰值時，開關(guān)功率管的導(dǎo)通時間也會相應(yīng)的受到影響，從而縮短輸入信號所給定的導(dǎo)通時間，形成死區(qū)，確保逆變電路的上下橋不會同時打開或者關(guān)閉，保證電路穩(wěn)定運行。

圖4 死區(qū)控制示意圖

1.3 推挽變換電路

超聲波電機的驅(qū)動需要兩路高頻高壓的電壓信號，因此需要將PWM生成模塊產(chǎn)生的小信號作放大變換[9]。圖5所示為本驅(qū)動電路所采用的推挽放大電路。MOSDR1和MOSDR2是兩個N型高速MOS驅(qū)動管MC34151P，對從光耦器件所輸入的信號進(jìn)行放大，用以推動VQ1～VQ4四個功率場效應(yīng)管，進(jìn)而完成整個推挽變換功能。該電路中功率管選用IRF530N，其VDSS為100 V，ID為14 A，RDS(ON)小于0.16 Ω，均滿足電路設(shè)計要求。

圖5 放大推挽變換電路

在開關(guān)管導(dǎo)通截止的瞬間，由于變壓器漏感的存在，受其影響產(chǎn)生的瞬間尖峰電壓將直接加載到開關(guān)管上，影響電路的正常工作。為了防止上述情況的出現(xiàn)，需要在開關(guān)功率管處加上尖峰電流吸收電路[10]。尖峰吸收電路如圖6所示。

圖6 MOSFET單元電路

在開關(guān)功率管導(dǎo)通的瞬間，電容中所存儲的能量由電阻R經(jīng)過功率管所形成的回路進(jìn)行放電。吸收電路各元件的參數(shù)根據(jù)以下的原則進(jìn)行選擇：

(1)

式中:Ic為漏極電流；tr，tf分別為MOS管上升、下降時間；Ton為開通時間；f為工作頻率；Ud為漏極電壓；Pr為電阻的功率。

1.4 變壓器設(shè)計和電感匹配

(1) 變壓器磁心的選擇

結(jié)合電路適用場合和輸出功率，選用EE型鐵氧體磁心。磁心的尺寸用幾何截面積S和窗口有效面積Q表示。對于EE型鐵氧體磁心，幾何面積S和窗口面積Q可分別由下式確定。

(2)

(3)

式中：Kc為磁心有效窗口利用率;j為導(dǎo)線中平均電流密度。I1和I2分別為原、副邊有效電流;U1和U2為原、副邊有效電壓為;N1和N2為原、副邊線圈匝數(shù)。則有：

(4)

式中：P2為變壓器輸出功率；η為變壓器轉(zhuǎn)換效率；Kc取0.1～0.5；電流密度j取(3～5)×106A/m2。

(2) 變壓器繞組的確定

由式(2)計算出變壓器原、副邊線圈匝數(shù)分別：

(5)

(6)

根據(jù)電流的有效值I來確定導(dǎo)線的適用線徑，導(dǎo)線截面積Sj由式(6)解出。此外，在選擇導(dǎo)線繞制變壓器時，要遵循線徑小于2倍導(dǎo)線穿透深度的原則[11-12]。

(3) 電感匹配

串聯(lián)電感匹配能有效地濾除方波中的諧波成份，抑制雜波的干擾。匹配電感L的取值可由下式初步得到：

(7)

式中:Cd，Rm和ωs均可通過阻抗分析儀測量得到。

本電路中所用的超聲波電機的電容值為5.6nF，因此計算得到串聯(lián)匹配電感的電感值為3.03mH，設(shè)計的變壓器參數(shù)為：變壓比1：10，原邊線徑5.1mm，副邊線徑3.1mm；原邊繞線7匝，副邊繞線70匝。

1.5 驅(qū)動電路測試

電路實測的輸出信號如下圖所示。圖11為不接電機時驅(qū)動電路輸出波形，為兩路經(jīng)變壓器放大的方波。圖7為接上Ф60超聲波電機，完成電感匹配后運轉(zhuǎn)時所測電機A、B兩相輸出波形。圖8為電路實測搭建的測試平臺。

圖7 驅(qū)動電機的兩相波形(截圖)

圖8 驅(qū)動電路實物圖

2 能量采集電路

2.1 能量采集電路設(shè)計

根據(jù)超行波型超聲波電機的運行機理可知，其采集輸出電壓為交流電壓，應(yīng)用場合少且不能直接利用，因此需將其轉(zhuǎn)化為直流電壓。Cuk電路依靠電容傳遞能量，是一種單象限工作的功率變換器[13-14]。本設(shè)計中采用圖9所示Cuk斬波電路作為能量采集電路的基礎(chǔ)模型，結(jié)合整流電路實現(xiàn)一定范圍可控的AC-DC轉(zhuǎn)換，使反饋端采集的能量得以利用。

圖9 Cuk斬波電路模型

能量采集電路如圖10 所示，由變壓電路、整流電路、能量傳遞電路組成。結(jié)構(gòu)簡單且運行穩(wěn)定，滿足本設(shè)計對能量采集電路的要求。電機運行時，定子中壓電材料表面為行波振動，其反饋電壓也是正弦交流電壓。經(jīng)過采集電路的整流傳遞后，通過改變開關(guān)信號PWM的輸入占空比，實現(xiàn)負(fù)載R1兩端電壓的調(diào)節(jié)。

圖10 能量采集電路

2.2 采集電路仿真

對圖10所示能量采集電路進(jìn)行仿真分析，仿真參數(shù)設(shè)置為：feedback端口為正弦采集輸出電壓輸入端，頻率為42kHz，電容C57，C58和C59分別為4.7μF，47μF和22μF，電感L5，L6 分別為0.47mH和0.2mH。開關(guān)管的開關(guān)頻率設(shè)定為10kHz。仿真分析結(jié)果如圖11及圖12所示。其中圖11中上半部分波形為正弦交流電壓經(jīng)變壓輸出和整流后的電壓輸出波形。從圖11中可見，隨著輸入正弦電壓幅值變化，經(jīng)單相橋式整流后輸出的直流電壓幅值亦跟隨變化。即超聲波電機由于參數(shù)和負(fù)載變化或者調(diào)壓控制造成反饋電壓變化后，整流輸出直流電壓波形也將跟隨變化。為了保證穩(wěn)定的負(fù)載電壓，電路必須能夠控制圖11中下半部分所示的輸出波形，經(jīng)調(diào)整電路中MOS管VQ6的開關(guān)信號(即PWM信號)的占空比，其輸出電壓可以控制在一固定值。圖中亦可以看出，在此參數(shù)設(shè)置下，電路輸出電壓進(jìn)入穩(wěn)態(tài)的時間在2ms以內(nèi)，響應(yīng)較快。圖12中上半部分波形為MOS管的漏源極電壓，其最大幅值控制在40V以內(nèi)。圖中下半部分為二極管D5的端壓波形?？梢钥闯觯?dāng)電壓正偏時，端壓箝位在導(dǎo)通壓降值，而當(dāng)電壓反偏時，反偏電壓幅值也控制在30V以內(nèi)。因此可根據(jù)仿真結(jié)果選取使用的MOS管和快速二極管。

(a)輸入正弦電壓幅值6V,信號占空比0.4(b)輸入正弦電壓幅值6V,信號占空比0.5

(c) 輸入正弦電壓幅值6V，信號占空比0.6

(a)電壓幅值10V,信號占空比0.4(b)電壓幅值10V,信號占空比0.5

(c) 電壓幅值10 V，信號占空比0.6

2.3 能量采集電路測試

根據(jù)軟件仿真結(jié)果，選用IFR530N高速MOS管，IN4007二極管。硬件測試環(huán)境如圖13所示，能量采集模塊的負(fù)載串聯(lián)了LED發(fā)光二極管用于顯示電路的工作情況。超聲波電機運行激勵為峰-峰值164 V、頻率42 kHz的交流電壓，其采集開路(不接負(fù)載)時的輸出電壓如圖14所示，采集輸出電壓峰-峰值達(dá)到115 V。

能量采集端輸出電壓輸入Cuk電路，受整流二極管的飽和電壓的影響，變壓器輸入電壓波形出現(xiàn)削頂和削底現(xiàn)象，如圖15所示。實測電容C57兩端電壓為5.76 V，改變斬波信號的占空比來調(diào)節(jié)負(fù)載兩端的輸出電壓，其結(jié)果如下表所示，可見通過改變斬波信號的占空比來調(diào)節(jié)能量采集電路的輸出電壓。

圖13 能量采集硬件測試平臺

圖15 接入Cuk電路時的壓電波形

開關(guān)信號占空比負(fù)載R1兩端電壓0.63.27V0.53.01V0.42.91V

3 結(jié) 語

針對能量回饋型超聲波電機的功能要求，設(shè)計了基于DSP的電機驅(qū)動與能量采集電路，得到以下結(jié)論：

1) 基于TMS320LF2407A的驅(qū)動電路達(dá)到能量回饋型超聲波電機的驅(qū)動要求。

2) 能量采集電路滿足對反饋電壓進(jìn)行采集利用的設(shè)計需求，具有較好的能量采集轉(zhuǎn)換效果。改變斬波信號的占空比，可以較好地控制改變能量采集輸出電壓。

3) 能量回饋型超聲波電機符合實際應(yīng)用的要求，為超聲波電機在能量不足場合應(yīng)用提供一種可行的解決方案。

[1] 胡敏強,金龍,顧菊平.超聲波電機原理與設(shè)計[M].北京:科學(xué)出版社,2005:46-74.

[2] KIM J W，JEONG S S，PARK C H.Design and fabrication of a small ultrasonic motor for precision actuators[J].International Journal of Electrical Engineering,2012,18(4):147-152.

[3] SHI Jingzhuo,ZHAO Fujie,SHEN Xiaoxi,et al.Chaotic operation and chaos control of traveling wave ultrasonic motor[J].Ultrasonics,2013,53(6):1112-1123.[4] 劉和平,嚴(yán)利平,張學(xué)鋒,等.TMS320LF240xDSP結(jié)構(gòu)原理及應(yīng)用[M].北京:北京航空航天大學(xué)出版社,2002:113-164.

[5] 陳維山,方艷,謝濤.基于DSP的行波型超聲波電機的驅(qū)動與控制[J].機械工程師,2005(8):40-42.

[6] 趙先鋒,文貴印,張志銘.基于TMS320LF2407A的超聲波電機驅(qū)動控制[J].液晶與顯示,2005,38(5):95-97.

[7] 賀冠華,史敬灼.超聲波電機驅(qū)動控制的DSP軟件實現(xiàn)[J].電機技術(shù),2007(2):24-27.

[8] 陳永校,郭吉豐.超聲波電動機[M].杭州:浙江大學(xué)出版社,1994:158-181.

[9] 王波,郭吉豐.采用超聲波電機的空間飛網(wǎng)自適應(yīng)收口機構(gòu)設(shè)計[J].宇航學(xué)報,2013,34(3):308-313.

[10] 趙淳生.超聲波電機技術(shù)與應(yīng)用[M].北京:科學(xué)出版社,2007:436-449.

[11] 王文浩,王光慶,郭吉豐.行波型超聲波電動機的PWM控制驅(qū)動電源[J].微特電機,2007,35(2):32-34.

[12] 賀映光,任小洪,方剛,等.單相PWM逆變器輸出濾波器優(yōu)化設(shè)計[J].電氣傳動,2010,40(11):33-35.

[13]BABAEIE,MAHMOODIEHMES.SystematicalmethodofdesigningtheelementsoftheCukconverter[J].ElectricalPowerandEnergySystems,2014,55(2):351-361.

[14]UMAMSHESWARIMG,UMAGU.AnalysisanddesignofreducedorderlinearquadraticregulatorcontrolforthreephasepowerfactorcorrectionusingCukrectifiers[J].ElectricPowerSystemsResearch,2013,96:1-8.

Driving and Energy Harvesting Circuits for an Energy Harvesting Type Ultrasonic Motor

XUWen-tan,YANGBin-qiang,WANGGuang-qing

(Zhejiang Gongshang University,Hangzhou 310018,China)

In order to match the demands of precision actuating and energy harvesting functions of the energy harvesting type ultrasonic motor, a driving circuit and an energy harvesting circuit were designed based on the TMS320LF2407 in this paper. The components of the whole circuit were introduced and designed, some simulations were carried out to analyze the circuit performance, and the experimental setup was established to test the whole circuit. The research results show that the driving circuit can math the driving demands of the ultrasonic motor. The energy harvesting circuit has a high efficiency to convert vibration energy into electric energy. The driving circuit is contributed to solve the energy shortage in the occasion of the ultrasonic motor applied.

energy harvesting type ultrasonic motor; driving circuit; energy harvesting circuit; simulation and design

2016-03-22

國家自然科學(xué)基金項目(51277165)；浙江省自然科學(xué)基金項目(LF15Y0001)

TM359.9

A

1004-7018(2016)08-0082-04

徐文潭(1993-)，男，碩士研究生，主要研究方向為超聲波電機驅(qū)動控制技術(shù)。