陳治國，張鵬，付文軒

（中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州221008）

模塊化多電平變換器電容電壓均衡及環(huán)流抑制策略

陳治國，張鵬，付文軒

（中國礦業(yè)大學(xué)信息與電氣工程學(xué)院，江蘇 徐州221008）

模塊化多電平變換器（MMC）作為一種新的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，被廣泛應(yīng)用于高壓直流輸電領(lǐng)域。分析了電容電壓波動(dòng)及環(huán)流的產(chǎn)生。在最近電平逼近調(diào)制（NLM）的基礎(chǔ)上，結(jié)合優(yōu)化排序法，可以在各子模塊電容電壓均衡的前提下有效降低開關(guān)器件的開關(guān)頻率。同時(shí)研究了在改進(jìn)NLM調(diào)制的基礎(chǔ)上，結(jié)合模塊變動(dòng)選擇法來抑制環(huán)流的策略。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果均表明，將上述兩種控制方法相結(jié)合可以均衡子模塊電容電壓、降低開關(guān)頻率以及有效減小環(huán)流幅值。

模塊化多電平；電容電壓；環(huán)流；優(yōu)化排序；模塊變動(dòng)選擇法

模塊化多電平變換器由于具有獨(dú)特的優(yōu)點(diǎn)［1］，被廣泛用于高壓直流輸電［2］、電能質(zhì)量治理以及電氣傳動(dòng)等領(lǐng)域。根據(jù)工作特性［3］。雖然模塊化多電平變換器應(yīng)用廣泛，但其在高電壓輸出時(shí)，不僅要實(shí)現(xiàn)多電平輸出，還要滿足各子模塊電容電壓的均衡，并且要抑制各相之間由于能量不均衡所引起的環(huán)流［4］。因此如何運(yùn)用有效的方法來平衡電容電壓和抑制環(huán)流至關(guān)重要。

文獻(xiàn)［5］介紹了利用增加外部硬件電路進(jìn)行子模塊穩(wěn)壓的方法。采用卸載電路進(jìn)行電容穩(wěn)壓的原理簡單，但需額外增加1個(gè)開關(guān)管和放電電阻，增加了子模塊成本和體積。文獻(xiàn)［6］對電容電壓采用了電壓平衡控制和電壓平均控制，但每個(gè)子模塊都需要各自不同的參考指令。文獻(xiàn)［7］提出了一種基于2倍頻負(fù)序坐標(biāo)變換的環(huán)流抑制器，該環(huán)流抑制器的動(dòng)態(tài)性能受調(diào)節(jié)器參數(shù)影響大，控制復(fù)雜，運(yùn)算量相對較大。文獻(xiàn)［8］采用基于PR控制器和陷波器的環(huán)流抑制策略，需要調(diào)節(jié)大量的參數(shù)，數(shù)字實(shí)現(xiàn)復(fù)雜，運(yùn)算量較大。

本文通過對電容電壓波動(dòng)及環(huán)流的分析，在最近電平逼近調(diào)制的基礎(chǔ)上，提出了優(yōu)化排序法和模塊變動(dòng)選擇法，實(shí)現(xiàn)對子模塊電容電壓的均衡控制以及環(huán)流的抑制。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了該控制策略的有效性。

1　MMC基本結(jié)構(gòu)與工作原理

三相MMC主電路拓?fù)淙鐖D1所示，每相上下橋臂均是由橋臂電感L和n個(gè)相同的子模塊串聯(lián)組成。MMC的子模塊為半H橋結(jié)構(gòu)，如圖2所示，通過改變2個(gè)開關(guān)管的導(dǎo)通狀態(tài)，便可切換子模塊的輸出電壓。則子模塊輸出電壓uSM與電容電壓uC關(guān)系為：uSM=SuC（VT1開通S為1，VT2開通S為0）。

圖1　MMC主回路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1　Topology of main circuit of MMC

假設(shè)所有子模塊電容電壓穩(wěn)定在設(shè)定值，內(nèi)部環(huán)流值為零。由于MMC三相完全對稱，故以單相為例分析。MMC單相等效電路如圖3所示。

圖2　半H橋Fig.2　Half-H bridge

圖3　單相等效電路Fig.3　Single-phase equivalent circuit

根據(jù)基爾霍夫電流和電壓定律，等效后的輸出電壓為

式中：up，un為上下橋臂電壓。

結(jié)合子模塊輸出電壓將上、下橋臂電壓用開關(guān)函數(shù)表示為

將式（2）帶入式（1）可得：

由式（3）可知MMC運(yùn)行控制規(guī)律，改變上、下橋臂電壓，即改變上、下橋臂中處于投入狀態(tài)的子模塊個(gè)數(shù)，便可在交流側(cè)得到不同電平的輸出電壓。

2　MMC環(huán)流分析

圖4為MMC等效電路模型。其中，iza,izb,izc分別為流過A，B，C三相橋臂的環(huán)流，upa,upb,upc, una,unb,unc分別為上、下橋臂子模塊電壓疊加和，ipa,ipb,ipc,ina,inb,inc分別為上、下橋臂電流，ua,ub,uc為相電壓，ia,ib,ic為相電流，Udc,Idc分別為直流母線電壓和電流。

圖4　MMC環(huán)流模型Fig.4　Circulating current model of MMC

由于MMC三相對稱，故以A相為例討論。根據(jù)基爾霍夫電流定律有：

則流過A相上、下橋臂的公共環(huán)流為

化簡可得：

根據(jù)直流側(cè)與交流側(cè)能量守恒，且忽略在橋臂中的能量損耗，結(jié)合式（6）可寫為

令

式中：Um，Im分別為相電壓、相電流的峰值；ω為角頻率；φ為相位差角。

可得：其中電壓調(diào)制比m=2Um/Udc，電流調(diào)制比k= 3Im/Idc，進(jìn)而可得三相環(huán)流表達(dá)式：

將式（9）帶入式（4），可得A相上下橋臂電流：

由基爾霍夫電流定律可得A相輸出交流電流為

從上式可得：橋臂電流由基頻分量和環(huán)流組成，其中環(huán)流包括直流分量和2倍頻分量。2倍頻環(huán)流分量為負(fù)序性質(zhì)，只在MMC三相橋臂內(nèi)流通，不會(huì)流入到交流側(cè)，因此對輸出電流沒有影響［9］。

3　電容電壓控制及環(huán)流抑制策略

3.1電容電壓控制策略

文獻(xiàn)［10］介紹了最近電平逼近調(diào)制，NLM僅能計(jì)算出各橋臂需投入子模塊的個(gè)數(shù)，并不能指定具體哪些子模塊投入，往往還需要與電容電壓均衡控制策略相配合。

為保證MMC正常運(yùn)行，輸出波形滿足要求，子模塊電容電壓偏離額定值的最大波動(dòng)范圍εmax為±10%，并對子模塊電容電壓的最大值UCmax和最小值UCmin作了規(guī)定。同時(shí)，引入代表子模塊初始投切狀態(tài)的參量：投入因子HF1和切除因子HF2。為保持電容電壓的對稱，HF1和HF2應(yīng)滿足HF1×HF2=1，并規(guī)定HF1＞1,HF2＜1；且排序電壓上、下限值對稱，即

式中：ΔUCmax為電容電壓偏離額定值的最大數(shù)值。

記δmax為優(yōu)化排序時(shí)最大電壓波動(dòng)系數(shù)，則有：ΔUCmax=δmaxUC。

優(yōu)化排序法的實(shí)現(xiàn)過程以單橋臂為例說明：

1）當(dāng)橋臂電流為充電方向，傾向于投入電容電壓較低的子模塊。將上一時(shí)刻工作于切除狀態(tài)的并且電壓比設(shè)定UCmax高的子模塊電壓乘以HF1，這樣通過增大其排序電壓值使其保持切除狀態(tài)不變，同時(shí)避免電容因充電造成電壓進(jìn)一步升高。此外，將上一時(shí)刻運(yùn)行投入的且電壓比設(shè)定UCmin低的子模塊電壓乘以HF2，這樣通過減小其排序電壓值使其保持投入狀態(tài)不變，升高電壓以縮小與額定值的差距。然后根據(jù)排序電壓重新排序，選擇排序數(shù)值較小的相應(yīng)子模塊投入；

2）當(dāng)橋臂電流為放電方向時(shí)，實(shí)現(xiàn)過程與充電方向類似，在此不再贅述。

以上即為電容電壓優(yōu)化排序均衡控制策略的整體思路，重點(diǎn)是改變相應(yīng)子模塊的投切狀態(tài)，同時(shí)引入最大排序電壓波動(dòng)系數(shù)和雙保持因子，減少子模塊投切轉(zhuǎn)換，降低了開關(guān)頻率。

3.2環(huán)流抑制策略

文獻(xiàn)［11］介紹了改進(jìn)NLM調(diào)制策略，在改進(jìn)的NLM調(diào)制方式下，上、下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)如下式：

MMC的內(nèi)部環(huán)流中需要進(jìn)行抑制的主要為2倍頻分量，而Rs?2ωL，故可忽略Rs影響，則直流母線與橋臂電壓之間的不平衡電壓Δuzj為

不平衡電壓可等值為額外增加的Δn個(gè)子模塊電容電壓，等值子模塊個(gè)數(shù)的公式如下：

若要減小環(huán)流，則需減小不平衡電壓直至零。因此可以通過上、下橋臂聯(lián)合投入或切除子模塊的方法以補(bǔ)償不平衡電壓，從而控制相間環(huán)流的幅值大小。

采用改進(jìn)的NLM調(diào)制時(shí)，上、下橋臂投入的子模塊個(gè)數(shù)在某些時(shí)刻不是整數(shù)。在非整數(shù)情況下可以根據(jù)不平衡電壓波動(dòng)情況進(jìn)行相應(yīng)調(diào)整，以實(shí)現(xiàn)上、下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)的動(dòng)態(tài)變化。具體的調(diào)整原則如下：

1）若按式（13）計(jì)算的改進(jìn)NLM上、下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)為整數(shù)，則判斷距離Δuz/UC最近的偶數(shù)numodd，記Δn=numodd；

2）若按式（13）計(jì)算的改進(jìn)NLM上、下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)為非整數(shù)，判斷距離Δuz/UC最近的奇數(shù)numeven，記Δn=numeven；

3）在式（13）計(jì)算結(jié)果的基礎(chǔ)上增加不平衡電壓修正量Δn/2，即模塊變動(dòng)選擇法控制的上、下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)按下式計(jì)算：

4）判斷式（16）計(jì)算結(jié)果是否滿足 0≤nup_new,ndown_new≤n條件，若滿足則按該式確定上下橋臂子模塊投入個(gè)數(shù)；若不滿足，按傳統(tǒng)的NLM計(jì)算結(jié)果確定上、下橋臂子模塊投入個(gè)數(shù)。

根據(jù)上述調(diào)整原則得到上、下橋臂投入子模塊個(gè)數(shù)，再利用前面介紹的優(yōu)化排序法選擇相應(yīng)的子模塊，可以均衡電容電壓的同時(shí)大大降低開關(guān)頻率。

4　仿真與實(shí)驗(yàn)分析

4.1仿真分析

為了驗(yàn)證電容電壓均衡及環(huán)流抑制策略的控制效果，搭建三相5電平MMC仿真模型，具體的仿真參數(shù)為：橋臂子模塊個(gè)數(shù)為4，直流母線電壓200 V，子模塊電容電壓50 V，橋臂電感6 mH，子模塊電容2 200 μF，調(diào)制比0.9，載波比20，負(fù)載電阻10 Ω，負(fù)載電感15 mH。

圖5分別是未加入環(huán)流抑制措施與加入環(huán)流抑制措施的A相各子模塊電容電壓波形。二者都采用優(yōu)化排序法對子模塊的電容電壓進(jìn)行均衡?？梢钥闯鲭娙蓦妷翰▌?dòng)系數(shù)由8%下降到4%，說明模塊變動(dòng)選擇法能更好地均衡各子模塊電容電壓，減小波動(dòng)范圍，降低環(huán)流幅值。

圖5　子模塊電容電壓仿真波形Fig.5　Simulation waveforms of capacitor voltage in sub-module

圖6為不包含環(huán)流抑制措施與加入環(huán)流抑制措施的三相環(huán)流波形。圖7為A相的上、下橋臂電流波形圖。比較分析可得，在沒有環(huán)流抑制措施情況下，由于上、下橋臂電流中包含2倍頻環(huán)流，橋臂電流的振幅較大。采用環(huán)流抑制措施后，三相環(huán)流幅值大大減小，僅為無環(huán)流抑制措施下的五分之一，因此上、下橋臂電流幅值也隨之減小，環(huán)流抑制效果明顯。

圖6　三相環(huán)流仿真波形Fig.6　Simulation waveforms of three-phase circulating currents

圖7　上、下橋臂電流仿真波形Fig.7　Simulation waveforms of bridge arm currents

4.2實(shí)驗(yàn)分析

為驗(yàn)證本文所研究的MMC相關(guān)控制策略的有效性和正確性，搭建了一臺5電平MMC實(shí)驗(yàn)樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)樣機(jī)的主要參數(shù)為：直流母線電壓200 V，橋臂子模塊個(gè)數(shù)4個(gè)，橋臂電感15 mH，子模塊電容2 200 μF，調(diào)制比0.95，載波比20，負(fù)載電阻10 Ω，負(fù)載電感23 mH。

圖8為線電壓波形。從各個(gè)子模塊對應(yīng)的脈沖信號可以看成，IGBT基本工作在基頻通斷狀態(tài)，開關(guān)頻率較低。說明采用優(yōu)化排序法能有效降低開關(guān)頻率，減小開關(guān)損耗。

圖8 線電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.8　Experimental waveforms of line voltage

圖9分別為上橋臂的第1個(gè)和下橋臂第5個(gè)子模塊電容電壓波形?？梢钥闯鲎幽K電容電壓波動(dòng)范圍為47～53 V，滿足在額定值±10%范圍內(nèi)波動(dòng)的要求，表明該控制策略具有很好的電容電壓均衡能力。

圖9　子模塊電容電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.9　Experimental waveforms of sub-module capacitor voltage

圖10a、圖11a為在未采用環(huán)流抑制措施下的電流波形，可以看出上、下橋臂電流畸變嚴(yán)重，三相環(huán)流不對稱，環(huán)流波動(dòng)幅度較大，波幅為14A左右，疊加在橋臂電流上，使得橋臂電流波動(dòng)幅值增大。

圖10　三相環(huán)流實(shí)驗(yàn)波形Fig.10　Experimental waveforms of three-phase circulating currents

圖11　上、下橋臂電流實(shí)驗(yàn)波形Fig.11　Experimental waveforms of bridge arm currents

圖10b、圖11b采用了基于模塊變動(dòng)選擇法的環(huán)流抑制策略后，三相環(huán)流對稱，環(huán)流波動(dòng)幅度大大減小，波幅僅為8 A左右，降低了50%，橋臂電流波動(dòng)幅值也隨之減小。實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明基于模塊變動(dòng)選擇法的環(huán)流抑制策略的環(huán)流抑制效果非常明顯。

5　結(jié)論

由于MMC電容電壓與環(huán)流對電路拓?fù)洚a(chǎn)生影響，本文在最近電平逼近調(diào)制的基礎(chǔ)上，研究優(yōu)化排序法的均壓控制策略，使電容電壓的波動(dòng)保持在允許范圍內(nèi)，同時(shí)有效降低開關(guān)器件的開關(guān)頻率，減小了開關(guān)損耗。介紹了改進(jìn)NLM控制方法，結(jié)合模塊變動(dòng)選擇算法，達(dá)到抑制環(huán)流的目的。仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明了該控制方法的正確性。

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Strategy of Capacitor Voltage Balance and Circulation Current Suppress in Modular Multilevel Converter

CHEN Zhiguo，ZHANG Peng，F(xiàn)U Wenxuan
（School of Information and Electrical Engineering，China University of Mining and Technology，Xuzhou 221008，Jiangsu，China）

Modular multilevel converte（rMMC）is a new circuit topology.It has been widely applied into HVDC field.Analyzed generation of the capacitor voltage fluctuations and circulation current in MMC.On the basis of the nearest level modulation，combined with optimization sorting method，the frequency of switch device could be reduced in views of balancing capacitor voltage of sub-module.Also module variable selection method to suppress the circulation was combined while studying on the basis of improving NLM modulation strategy.The experimental results show that sub-module capacitor voltage is balanced，switch frequency is reduced，and the circulation amplitude is decreased effectivelyundertwocontrolmethods.

modular multilevel converter（MMC）；capacitor voltage；circulation current；optimized sorting；module changing selection algorithm

TM921

A

2015-05-08

修改稿日期：2015-12-18

陳治國（1979-），男，教授，Email：emalecumt@163.com