武　偉，謝少軍，張　曌，陳文明，裴興華

（1.南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京210016；2.南京麥格安倍電氣科技有限公司，南京211100）

基于組合型雙向DC-DC變換器的超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)控制策略分析與設(shè)計(jì)

武偉1，謝少軍1，張曌1，陳文明1，裴興華2

（1.南京航空航天大學(xué)自動(dòng)化學(xué)院，南京210016；2.南京麥格安倍電氣科技有限公司，南京211100）

研究了一種基于組合型雙向DC-DC變換器BDC（bidirectional DC-DC converter）的超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)，該系統(tǒng)采用多組多通道交錯(cuò)Buck/Boost雙向變換器串聯(lián)，既可實(shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)電流和電壓應(yīng)力的降低也可實(shí)現(xiàn)電感量的減小，同時(shí)有助于減輕超級(jí)電容單體電壓低與應(yīng)用場(chǎng)合電壓高間的矛盾。串聯(lián)變換器模塊間的均壓控制是該系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行的關(guān)鍵之一?；陔p向變換器的小信號(hào)模型分析了超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)電流控制與變換器模塊均壓控制的關(guān)系，設(shè)計(jì)了組合型雙向DC-DC變換器的雙閉環(huán)控制策略，在穩(wěn)定控制超級(jí)電容充/放電電流的同時(shí)實(shí)現(xiàn)模塊輸入電壓均衡的解耦控制。進(jìn)一步根據(jù)母線(xiàn)電壓變化及超級(jí)電容荷電水平提出了儲(chǔ)能系統(tǒng)能量控制策略。通過(guò)兩組三相交錯(cuò)Buck/Boost級(jí)聯(lián)BDC儲(chǔ)能系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制策略的有效性。

儲(chǔ)能系統(tǒng)；超級(jí)電容；雙向DC/DC變換器；能量管理；控制策略

引言

超級(jí)電容是一種具有高功率密度、高充/放電效率、長(zhǎng)循環(huán)壽命的儲(chǔ)能元件［1］，在很多電能轉(zhuǎn)換應(yīng)用場(chǎng)合中發(fā)揮著重要的作用，如混合動(dòng)力車(chē)輛［2，3］、可再生能源發(fā)電系統(tǒng)［4，5］、微電網(wǎng)系統(tǒng)［6，7，8］、軌道交通車(chē)輛制動(dòng)能量吸收利用系統(tǒng)［9-13］等。在這些應(yīng)用場(chǎng)合采用超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)不僅能夠降低系統(tǒng)成本、提高系統(tǒng)效率，同時(shí)還能提高整個(gè)系統(tǒng)的性能。

然而在一些高電壓、大功率等級(jí)的儲(chǔ)能系統(tǒng)應(yīng)用場(chǎng)合中，由于儲(chǔ)能元件單體（包括超級(jí)電容單體、鋰電池單體等）電壓較低，通常需要多個(gè)單體或組件串聯(lián)構(gòu)成儲(chǔ)能元件組以適應(yīng)高壓應(yīng)用要求。而儲(chǔ)能元件單體的參數(shù)離散型較大，采用過(guò)多的單體進(jìn)行串聯(lián)組合需要考慮電壓均衡問(wèn)題［1，14-16］，由于均衡的限制，儲(chǔ)能系統(tǒng)難以采用大量單體或組件串聯(lián)。目前，超級(jí)電容器組應(yīng)用的最高電壓場(chǎng)合是在直流750 V軌道交通牽引供電系統(tǒng)（牽引網(wǎng)電壓波動(dòng)范圍為500～900 V［17］）中，通過(guò)采用傳統(tǒng)的Buck/Boost雙向DC-DC變換器實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)，超級(jí)電容組的上限電壓通常在600 V以下［9，10，13］。對(duì)于750 V以上的牽引供電系統(tǒng) （如1 500 V牽引供電系統(tǒng)，牽引網(wǎng)電壓波動(dòng)范圍為1 000～1 800 V［17］），超級(jí)電容單體的串聯(lián)數(shù)目要增加1倍，變換器開(kāi)關(guān)管的耐壓值至少在3 300 V以上，該要求增加了開(kāi)關(guān)器件的選擇難度，同時(shí)過(guò)大電壓變化率（du/dt）會(huì)對(duì)系統(tǒng)帶來(lái)較強(qiáng)的干擾。因此，在1 500 V及以上的牽引供電系統(tǒng)中，還未見(jiàn)有成熟的超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)工程應(yīng)用。

針對(duì)1 500 V及以上牽引直流供電系統(tǒng)，文獻(xiàn)［13］研究了超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的功率變換方案，針對(duì)1 500 V軌道交通車(chē)輛再生制動(dòng)能量吸收系統(tǒng)提出了由4個(gè)額定電壓為375 V的超級(jí)電容儲(chǔ)能模塊串聯(lián)的儲(chǔ)能系統(tǒng)功率變換方案，但該文獻(xiàn)僅對(duì)電路拓?fù)溥M(jìn)行了基本的原理分析和設(shè)計(jì)，對(duì)系統(tǒng)的控制及能量管理策略并未作深入研究；文獻(xiàn)［18］采用H橋級(jí)聯(lián)變換器作為應(yīng)用于交流電網(wǎng)的儲(chǔ)能變換方案，該方案降低了每個(gè)儲(chǔ)能模塊（蓄電池）的電壓等級(jí)；文獻(xiàn)［19］提出了基于MMC雙向DC-DC變換器MMC-BDC（modular multilevel converter-bidirectional DC-DC converter）的超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)，該系統(tǒng)要實(shí)現(xiàn)在高壓場(chǎng)合的應(yīng)用還需解決系統(tǒng)啟動(dòng)、模塊均壓、雙向能量流動(dòng)控制及模塊冗余控制等一系列問(wèn)題；文獻(xiàn)［20］對(duì)比分析了幾種可用于高壓大功率儲(chǔ)能的變換器方案，并指出將多相交錯(cuò)Buck/ Boost BDC（bidirectional DC-DC converter）拓?fù)渑c基于半橋高壓側(cè)級(jí)聯(lián)BDC拓?fù)溥M(jìn)行組合的儲(chǔ)能拓?fù)?，既可?shí)現(xiàn)開(kāi)關(guān)電流和電壓應(yīng)力的降低也可實(shí)現(xiàn)電感能量的減少，在高壓、大功率雙向電能變換場(chǎng)合具有優(yōu)勢(shì)。

在文獻(xiàn)［20］的基礎(chǔ)上，本文研究了采用多相交錯(cuò)Buck/Boost BDC拓?fù)渑c基于半橋高壓側(cè)級(jí)聯(lián)BDC拓?fù)浣M合的組合型BDC拓?fù)?，該組合型拓?fù)涞牡蛪簜?cè)超級(jí)電容組端電壓上限取決于級(jí)聯(lián)模塊的數(shù)目（超級(jí)電容組端電壓上限通常低于550 V），通過(guò)多組級(jí)聯(lián)即可實(shí)現(xiàn)超級(jí)電容器組在750 V以上直流供電系統(tǒng)的應(yīng)用。介紹了用于直流電網(wǎng)儲(chǔ)能的組合型雙向DC-DC變換電路，基于超級(jí)電容組儲(chǔ)能的基本原理，分析了模塊均壓控制與超級(jí)電容充/放電電流控制的關(guān)系，提出了一種雙閉環(huán)控制策略，實(shí)現(xiàn)了模塊的均壓控制和超級(jí)電容充/放電電流控制的解耦。根據(jù)母線(xiàn)電壓及超級(jí)電容荷電狀態(tài)SOC（state of charge）水平提出了相應(yīng)的能量控制策略。最后，通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了方法的有效性。

1　基于組合型BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)基本原理

基于組合型BDC功率電路的儲(chǔ)能系統(tǒng)如圖1所示，它采用N個(gè)多相交錯(cuò)Buck/Boost BDC模塊在高壓側(cè)依次串聯(lián)構(gòu)成，每個(gè)多相交錯(cuò)BDC模塊采用M個(gè)半橋Buck/Boost BDC拓?fù)洳⒙?lián)而成，各模塊低壓側(cè)分別接超級(jí)電容組。N個(gè)BDC模塊通過(guò)占空比控制實(shí)現(xiàn)模塊的均壓，以降低開(kāi)關(guān)管的電壓應(yīng)力。

超級(jí)電容組處于儲(chǔ)能狀態(tài)時(shí)，雙向DC-DC變換器工作在降壓模式，各半橋模塊的上橋臂開(kāi)關(guān)管Tij（i=1，2，…，N；j=1，3，5，…，（2M-1））、下橋臂二極管Dij（i=1，2，…N；j=2，4，6，…，2M）及電感Lij（i=1，2，…N；j= 1，2，…，M）組成Buck變換器，直流母線(xiàn)側(cè)能量轉(zhuǎn)移至超級(jí)電容。

超級(jí)電容組處于釋能狀態(tài)時(shí)，雙向DC-DC變換器工作在升壓模式，半橋模塊的下橋臂開(kāi)關(guān)管Tij（i=1，2，…，N；j=2，4，6，…，2M）、上橋臂二極管Dij（i=1，2，…，N；j=1，3，5，…，（2M-1））及電感Lij（i=1，2，…N；j= 1，2，…，M）組成Boost變換器，超級(jí)電容組的能量轉(zhuǎn)移至直流母線(xiàn)側(cè)。

為減小超級(jí)電容充/放電電流紋波，并降低濾波電感體積、重量，M相交錯(cuò)Buck/Boost BDC模塊各半橋的占空比采用依次滯后（Ts為單半橋拓?fù)涞拈_(kāi)關(guān)周期）時(shí)間控制，輸出的電流紋波頻率為單半橋的M倍，且總輸出電流紋波幅值比單半橋的紋波幅值大為減小。

圖1　基于組合型BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)電路原理Fig.1　Energy storage system based on combined BDC

以第1個(gè)串聯(lián)模塊為對(duì)象，對(duì)多相交錯(cuò)并聯(lián)拓?fù)涞妮敵鲭娏骷y波進(jìn)行數(shù)學(xué)分析［19］，可得到低壓側(cè)總輸出電流紋波幅值的表達(dá)式為

式中：ΔiL1i（i=1，2，…，M）為各路電感電流紋波幅值；Δisc1為模塊1中M路電感電流疊加后的紋波幅值；D為半橋上管的占空比，且滿(mǎn)足1，2，…，M-1。

則低壓側(cè)總輸出電流紋波幅值的歸一化表達(dá)式為

圖2所示為低壓側(cè)總輸出電流歸一化紋波幅值與占空比之間的關(guān)系，圖中分別給出了M=2、3、4時(shí)紋波幅值與占空比的關(guān)系曲線(xiàn)。由圖可看出隨著交錯(cuò)通道數(shù)目的增加，總輸出電流紋波抵消效果愈明顯。對(duì)于M相交錯(cuò)并聯(lián)系統(tǒng)，在占空比分別為時(shí)，總輸出電流的紋波為0。實(shí)際應(yīng)用時(shí)，通常結(jié)合應(yīng)用場(chǎng)合的功率大小，從變換器電流紋波要求、功率器件和無(wú)源器件成本及控制復(fù)雜程度等方面綜合考慮來(lái)選取交錯(cuò)并聯(lián)的通道數(shù)目。

圖2　輸出電流歸一化紋波幅值與占空比關(guān)系曲線(xiàn)Fig.2 Relationship curves of normalization current and duty cycle

2　基于組合型BDC的控制策略

組合型BDC是一種一端串聯(lián)一端獨(dú)立的變換系統(tǒng)，通過(guò)控制濾波電感Lij（i=1，2，…，N；j=1，2，…，M）的電流控制儲(chǔ)能系統(tǒng)能量的流動(dòng)。要實(shí)現(xiàn)該系統(tǒng)的穩(wěn)定可靠運(yùn)行，變換器控制層面需要包含兩個(gè)控制環(huán)節(jié)，一是控制超級(jí)電容充/放電電流（即電感電流）的電流閉環(huán)，另一個(gè)是實(shí)現(xiàn)模塊串聯(lián)側(cè)均衡工作的均壓環(huán)，二者通過(guò)調(diào)節(jié)模塊的占空比來(lái)實(shí)現(xiàn)控制。為了簡(jiǎn)化系統(tǒng)設(shè)計(jì)和實(shí)現(xiàn)好的控制特性，這兩個(gè)閉環(huán)之間應(yīng)實(shí)現(xiàn)解耦控制。

2.1電流控制與模塊均壓控制的關(guān)系

在理想條件下，多相交錯(cuò)Buck/Boost BDC模塊各通道電流幅值相同，只是相位依次滯后，各通道電流相互之間無(wú)耦合。為了便于分析各串聯(lián)模塊的均壓控制與電感電流控制的關(guān)系，以單通道Buck/Boost BDC串聯(lián)拓?fù)錇閷?duì)象進(jìn)行分析，且各模塊的元器件參數(shù)一致，基于單Buck/Boost BDC串聯(lián)的儲(chǔ)能系統(tǒng)如圖3所示。

圖3　基于Buck/Boost BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)電路原理Fig.3　Energy storage system based on Buck/Boost-BDC

忽略開(kāi)關(guān)周期高頻分量，由圖3可得

式中∶ugi為第i模塊的網(wǎng)側(cè)電壓；di為第i模塊橋臂上管的占空比變量；usi為第i模塊低壓側(cè)端電壓；ug為直流網(wǎng)側(cè)總電壓。

濾波電感Li（i=1，2，…，N）的電流iLi與各模塊電壓之間滿(mǎn)足的關(guān)系為

式中：uLi為第i模塊電感的端電壓；usci為第i模塊超級(jí)電容組的端電壓；L為濾波電感感值，對(duì)濾波電感Li有L1=L2=…=LN=L；RL為濾波電感Li的等效串聯(lián)電阻。

由式（3）～式（5）得

假設(shè)式（6）中的占空比變量di由2部分組成［20］，采用文獻(xiàn)［20］的分析方法，可表示為

式中，dIi（i=1，2，…，N）由系統(tǒng)輸出電流閉環(huán)產(chǎn)生，可定義為基本占空比信號(hào)；dSi（i=1，2，…，N）由均壓環(huán)產(chǎn)生，可定義為均壓占空比信號(hào)，由此來(lái)推導(dǎo)2個(gè)控制環(huán)路解耦所需要滿(mǎn)足的條件。

結(jié)合式（6）和式（7）可寫(xiě)出相應(yīng)的擾動(dòng)方程［20］，即

式中∶Ugi、Usci、ILi（i=1，2，…，N）和D為穩(wěn)態(tài)分量；（i=1，2，…，N）分別為擾動(dòng)分量。消去直流分量及略去2階擾動(dòng)分量，可得

式（9）可寫(xiě)成

若

則式（10）變?yōu)?/p>

式（11）和式（12）說(shuō)明，當(dāng)系統(tǒng)均壓環(huán)產(chǎn)生的各模塊占空比之和為0時(shí)，電感電流僅與超級(jí)電容端電壓擾動(dòng)、模塊輸入電壓擾動(dòng)和系統(tǒng)輸出電流閉環(huán)產(chǎn)生的占空比擾動(dòng)有關(guān)，即系統(tǒng)的均壓環(huán)和電流環(huán)之間解耦。

2.2模塊控制策略的實(shí)現(xiàn)

由式（10）～式（12）可以得出基于組合型BDC儲(chǔ)能變換器控制策略，如圖4所示。圖中，uaver為N組雙向變換器模塊高壓側(cè)的平均電壓，前N-1個(gè)模塊的高壓側(cè)的電壓ugi（i=1，2，…，N-1）與各模塊均壓控制信號(hào)uaver做差后經(jīng)均壓調(diào)節(jié)器Gsh輸出均壓調(diào)節(jié)信號(hào)ush_Ei（i=1，2，…，N-1），第N個(gè)模塊的均壓調(diào)節(jié)信號(hào)則為前N-1個(gè)ush_Ei（i=1，2，…，N-1）之和再取反，以滿(mǎn)足式（11）?？刂齐娏鞯膮⒖贾蹬c各均壓控制環(huán)輸出值疊加，疊加后的值后作為各模塊電流環(huán)的給定值，經(jīng)電流環(huán)調(diào)節(jié)器GI和限幅環(huán)節(jié)后作為各模塊的占空比給定信號(hào)，最終實(shí)現(xiàn)輸出電流穩(wěn)定和各模塊高壓側(cè)的均壓。

圖4　基于Buck/Boost儲(chǔ)能變換器控制策略Fig.4　Control strategy of Buck/Boost based energy storage converter

圖4雖然可實(shí)現(xiàn)電流控制和電壓均衡控制的解耦，但第N個(gè)模塊的控制和其他模塊不一樣，影響了系統(tǒng)的模塊化程度，應(yīng)予改進(jìn)。

由于uaver為N組雙向變換器模塊高壓側(cè)的平均電壓，即有

由圖4可得

基于式（14），圖4可以改進(jìn)為圖5，使得各模塊控制環(huán)路相同，便于模塊化實(shí)現(xiàn)。

圖5　基于Buck/Boost儲(chǔ)能變換器的模塊化控制策略Fig.5　Modular control strategy of Buck/Boost based energy storage converter

2.3模塊控制策略的實(shí)現(xiàn)

圖5的控制策略實(shí)現(xiàn)了電流環(huán)和均壓環(huán)解耦，因此電流環(huán)和均壓環(huán)可以分別單獨(dú)設(shè)計(jì)。

2.3.1 電流環(huán)設(shè)計(jì)

圖3所示基于Buck/Boost的BDC，采用狀態(tài)空間平均法建立互補(bǔ)PWM控制的Buck/Boost雙向變換器的小信號(hào)模型，各模塊電流環(huán)的系統(tǒng)框圖如圖6所示。圖6中GI為電流環(huán)調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，GM為PWM的傳遞函數(shù)，GID為占空比至電感電流的傳遞函數(shù)，KI為電流采樣系數(shù)。

圖6　電流環(huán)控制模型Fig.6 Model of current loop control

圖6中各傳遞函數(shù)分別為

式中：KIP、KII分別為電流環(huán)調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)；VM為PWM中的三角波幅值；D、ILi0、Ugi0分別為占空比、電感電流及模塊輸入電壓的穩(wěn)態(tài)值。式（17）的推導(dǎo)方法參見(jiàn)文獻(xiàn)［21］。

則電流閉環(huán)傳遞函數(shù)為

2.3.2 均壓環(huán)設(shè)計(jì)

均壓環(huán)可以單模塊系統(tǒng)為對(duì)象進(jìn)行設(shè)計(jì)。系統(tǒng)框圖如圖7所示，圖中Gsh為電壓環(huán)調(diào)節(jié)器傳遞函數(shù)，ΦI為電流內(nèi)環(huán)傳遞函數(shù)，GUI為電感電流至模塊輸入端電壓的傳遞函數(shù)，KU為模塊輸入端電壓采樣系數(shù)。

圖7　均壓環(huán)控制模型Fig.7 Model of voltage sharing control

圖7中各傳遞函數(shù)分別為

式（19）中，KVP、KVI分別為均壓環(huán)調(diào)節(jié)器的比例和積分系數(shù)。式（20）的推導(dǎo)方法參見(jiàn)文獻(xiàn)［21］。

則均壓環(huán)閉環(huán)傳遞函數(shù)為

結(jié)合控制需求可對(duì)系統(tǒng)控制參數(shù)進(jìn)行設(shè)計(jì)。

3　基于組合型BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)能量控制策略

儲(chǔ)能系統(tǒng)通常以穩(wěn)定電網(wǎng)側(cè)的電壓為控制目標(biāo)，針對(duì)組合型BDC超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)設(shè)計(jì)了一種能量管理策略。

超級(jí)電容器存儲(chǔ)的能量Wsc與端電壓之間具有確定的關(guān)系，即

因而對(duì)SOC的判斷簡(jiǎn)單而準(zhǔn)確，系統(tǒng)的能量管理較方便，只需檢測(cè)端電壓就可以，

式中：Csc為超級(jí)電容器的容量；Usc為超級(jí)電容端電壓；Urated為超級(jí)電容的額定電壓。

兼顧超級(jí)電容組和電網(wǎng)兩方面要求設(shè)計(jì)系統(tǒng)的能量管理策略：①結(jié)合超級(jí)電容的SOC決定超級(jí)電容儲(chǔ)能裝置的工作狀態(tài)通?；诔?jí)電容壽命和安全的考慮，當(dāng)SOC≤0.25時(shí)，禁止釋能；0.25＜SOC＜1時(shí)，由網(wǎng)側(cè)電壓決定超級(jí)電容儲(chǔ)能或釋能；SOC≥1時(shí)，禁止儲(chǔ)能。②結(jié)合網(wǎng)側(cè)電壓幅值決定儲(chǔ)能系統(tǒng)的能量存儲(chǔ)狀態(tài)。網(wǎng)側(cè)電壓高于額定電壓上限設(shè)定值時(shí)，系統(tǒng)儲(chǔ)能；網(wǎng)側(cè)電壓低于額定電壓下限設(shè)定值時(shí)，系統(tǒng)釋能。

圖8　儲(chǔ)能系統(tǒng)能量控制策略框圖Fig.8 Block diagram of energy management strategy

能量管理策略的實(shí)現(xiàn)框圖如圖8所示，系統(tǒng)采用4個(gè)電壓調(diào)節(jié)環(huán)。GPI1_BUS為母線(xiàn)電壓上限電壓調(diào)節(jié)器，GPI2_BUS為母線(xiàn)電壓下限電壓調(diào)節(jié)器，GPI3_SC為超級(jí)電容電壓上限電壓調(diào)節(jié)器，GPI4_SC為超級(jí)電容電壓下限電壓調(diào)節(jié)器。各調(diào)壓環(huán)后有相應(yīng)的限幅環(huán)節(jié)，通過(guò)疊加運(yùn)算后確定在不同條件下能量的流向（定義系統(tǒng)儲(chǔ)能時(shí)電流流向?yàn)檎?，變換器處于Buck工作模式；系統(tǒng)釋能時(shí)電流流向?yàn)樨?fù)，變換器處于Boost工作模式）。

3.1儲(chǔ)能狀態(tài)分析

當(dāng)直流母線(xiàn)電壓Ug大于設(shè)定的上限值UBUS_max時(shí)，調(diào)節(jié)器GPI1_BUS正飽和，輸出最大值Ilimit；調(diào)節(jié)器GPI2_BUS正飽和，輸出最大值0，則無(wú)論超級(jí)電容下限電壓控制器狀態(tài)如何，電流參考值ISC_boost為0。此時(shí)，雙向變換器工作于降壓，也就是儲(chǔ)能模式，其電流給定值取決于超級(jí)電容的SOC值。

（1）若超級(jí)電容的最大電壓Usca大于設(shè)定的最大參考電壓Usc_max，調(diào)節(jié)器GPI3_SC正飽和，輸出最大值 Ilimit，則電流參考值 ISC_buck為 0，最終輸出電流參考值Iref為0。

（1）若Usca小于 Usc_max，調(diào)節(jié)器GPI3_SC負(fù)飽和，輸出最小值 0，則電流參考值 ISC_buck為 Ilimit，最終輸出電流參考值Iref為Ilimit。

3.2釋能狀態(tài)分析

當(dāng)直流母線(xiàn)電壓Ug小于設(shè)定的下限值UBUS_min時(shí)，調(diào)節(jié)器GPI1_BUS負(fù)飽和，輸出最小值0，無(wú)論超級(jí)電容組最大電壓狀態(tài)如何，電流參考值ISC_buck為0；調(diào)節(jié)器GPI2_BUS負(fù)飽和，輸出最小值-Ilimit。此時(shí)，雙向變換器工作于升壓，也就是釋能模式，其電流給定值取決于超級(jí)電容的SOC值。

（1）若超級(jí)電容的最小電壓Uscb小于最小參考電壓Usc_min，調(diào)節(jié)器 GPI4_SC負(fù)飽和，輸出最小值-Ilimit，則電流參考值ISC_buck為0，最終輸出電流參考值Iref為0。

（2）若Uscb大于 Usc_min，調(diào)節(jié)器 GPI4_SC正飽和，輸出最大值0，則電流參考值ISC_boost為-Ilimit，最終輸出電流參考值Iref為-Ilimit。

3.3釋能狀態(tài)分析

當(dāng)直流母線(xiàn)電壓Ug介于設(shè)定的上限值UBUS_max與下限值UBUS_min之間時(shí)，調(diào)節(jié)器GPI1_BUS負(fù)飽和，輸出最小值0，無(wú)論超級(jí)電容組最大電壓狀態(tài)如何，電流參考值ISC_buck為0；調(diào)節(jié)器GPI2_BUS正飽和，輸出最大值0。綜上無(wú)論超級(jí)電容組端電壓如何，最終輸出電流參考值Iref為0，即系統(tǒng)處于待機(jī)狀態(tài)。

在待機(jī)狀態(tài)或當(dāng)超級(jí)電容電壓超上限/下限時(shí)，圖9中的Iref=0，在該條件下可以分以下3種情況討論能量管理策略和電壓均分策略的作用。

（1）網(wǎng)側(cè)電壓均衡時(shí)，即Ugi=Uaver，此時(shí)ush_Ei=0，疊加后Irefi=0，保持超級(jí)電容端電壓不變，同時(shí)串聯(lián)模塊保持均壓。

（2）網(wǎng)側(cè)電壓由于動(dòng)態(tài)擾動(dòng)不均衡時(shí)，即Ugi≠Uaver，此時(shí)ush_Ei≠0，疊加后Irefi≠0，由于網(wǎng)側(cè)串聯(lián)的均壓電容容值遠(yuǎn)小于超級(jí)電容的容值，通過(guò)很小的Irefi調(diào)節(jié)即可實(shí)現(xiàn)網(wǎng)側(cè)電壓的均衡，并穩(wěn)定在Ugi= Uaver，最終保持系統(tǒng)穩(wěn)定在 Irefi=0，而對(duì)超級(jí)電容端電壓幾乎無(wú)影響。

（3）若網(wǎng)側(cè)串聯(lián)模塊因故障等原因使得串聯(lián)側(cè)電壓不均衡，即Ugi≠Uaver，需要通過(guò)ush_Ei≠0持續(xù)調(diào)節(jié)模塊串聯(lián)側(cè)的均壓，此時(shí)Irefi≠0一直持續(xù)，超級(jí)電容端電壓會(huì)受此影響而繼續(xù)增加或減小，此時(shí)還需要超級(jí)電容過(guò)壓/欠壓保護(hù)限制，當(dāng)電壓超過(guò)該限制值時(shí)系統(tǒng)停機(jī)保護(hù)。

根據(jù)能量管理策略確定了儲(chǔ)能系統(tǒng)電流參考給定后，結(jié)合第2節(jié)的雙閉環(huán)控制策略，可得到基于組合型雙向DC-DC變換器的控制框圖，如圖9所示。系統(tǒng)的電流參考Iref與模塊均壓控制量ush_Ei（i=1，2，…，N）疊加后作為各模塊電感電流的給定，并與實(shí)際電感電流作差后經(jīng)電流調(diào)節(jié)器，再經(jīng)限幅環(huán)節(jié)作為各模塊開(kāi)關(guān)的PWM調(diào)制信號(hào)控制各模塊的開(kāi)關(guān)動(dòng)作，同一模塊中PWM環(huán)節(jié)的三角載波相位依次滯后，以實(shí)現(xiàn)M相交錯(cuò)控制。

圖9　結(jié)合了能量管理策略的組合型BDC儲(chǔ)能變換器控制框圖Fig.9 Control block diagram of combined-BDC based ESS with energy management strategy

4　實(shí)驗(yàn)與結(jié)果

結(jié)合1 500 V供電制式的軌道交通應(yīng)用場(chǎng)合，采用兩組三通道Buck/Boost雙向DC-DC變換器級(jí)聯(lián)的組合型BDC方案（即圖1中N為2，M為3）設(shè)計(jì)了超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)，并驗(yàn)證組合型BDC拓?fù)涓纳瞥浞烹婋娏骷y波的效果及所提出的變換器控制策略和儲(chǔ)能系統(tǒng)能量管理策略的有效性。

系統(tǒng)的相關(guān)參數(shù)如下：超級(jí)電容器組采用Maxwell公司的BCAP2000型號(hào)超級(jí)電容單體進(jìn)行串聯(lián)使用，單組額定容值18.6 F；6個(gè)濾波電感感值相同，為1.6 mH；濾波電容Cf為2 000 μF；各模塊開(kāi)關(guān)頻率5 kHz，上下管開(kāi)關(guān)互補(bǔ)工作，各模塊的三角載波依次移相120°；超級(jí)電容充/放電電流Ilimit限制在±15 A；直流母線(xiàn)電壓上限值UBUS_max設(shè)為1 500 V，下限值UBUS_min設(shè)為1 400 V；超級(jí)電容的最大參考電壓Usc_max設(shè)為550 V，最小參考電壓Usc_min設(shè)為275 V。儲(chǔ)能系統(tǒng)控制部分采用TI公司的DSP芯片TMS320LF2407結(jié)合 Lattice公司的 LCMXO640 FPGA芯片組合搭建。

整個(gè)實(shí)驗(yàn)平臺(tái)搭建如下：直流側(cè)母線(xiàn)額定電壓1 500 V（采用三相自耦調(diào)壓器調(diào)壓，經(jīng)2臺(tái)隔離變壓器隔離后分別采用三相不控整流橋整流，再將兩整流后的輸出串聯(lián)作為直流源，通過(guò)調(diào)節(jié)輸出電壓在1 100～1 800 V范圍變化來(lái)模擬網(wǎng)側(cè)直流源的電壓擾動(dòng)），負(fù)載電阻為80 Ω。

圖10給出了基于組合型BDC儲(chǔ)能系統(tǒng)的實(shí)驗(yàn)波形。圖10（a）～（c）為組合型BDC的模塊1上橋臂占空比分別為1/3、1/2和2/3時(shí)，三路電感電流和疊加后輸出電流的波形。由圖可以看出，三通道交錯(cuò)并聯(lián)模塊在占空比為1/3和2/3時(shí)，總輸出電流的紋波為0；在占空比為1/2時(shí)，總輸出電流的紋波頻率為單通道電流紋波頻率的3倍，同時(shí)紋波幅值大大的減小。這些實(shí)驗(yàn)結(jié)果切合了圖2中曲線(xiàn)M=3 在D=1/3、1/2和2/3三點(diǎn)的計(jì)算結(jié)果，驗(yàn)證了電感電流計(jì)算的正確性。

圖10（d）和（e）所示為在牽引網(wǎng)側(cè)電壓1 400 V、超級(jí)電容組端電壓400 V條件下，充/放電電流指令分別由15 A跳變至-15 A及由-15 A跳變至15 A時(shí)，超級(jí)電容儲(chǔ)能系統(tǒng)的充/放電電流階躍響應(yīng)實(shí)驗(yàn)波形。由圖可見(jiàn)，電流環(huán)響應(yīng)時(shí)間為30 ms，較為快速。由此證明了電流環(huán)設(shè)計(jì)的穩(wěn)定性、準(zhǔn)確性和快速性。同時(shí)，串聯(lián)模塊輸入側(cè)電壓動(dòng)態(tài)最大偏差為20 V（由于電容側(cè)電壓紋波造成），平均值偏差僅5 V，處于誤差范圍內(nèi)（包括了電壓采樣調(diào)理電路和軟件運(yùn)算導(dǎo)致的合理誤差），系統(tǒng)采用雙閉環(huán)控制策略實(shí)現(xiàn)了輸入側(cè)的電壓均分，滿(mǎn)足系統(tǒng)設(shè)計(jì)要求。實(shí)驗(yàn)證實(shí)電壓均衡環(huán)的設(shè)計(jì)是有效的，能夠與電流環(huán)解耦工作，同時(shí)實(shí)現(xiàn)電流的穩(wěn)定、準(zhǔn)確、快速控制與串聯(lián)電容的電壓均衡。

圖10（f）為母線(xiàn)電壓在1 100～1 800 V之間波動(dòng)，系統(tǒng)在釋能與儲(chǔ)能模態(tài)間轉(zhuǎn)換時(shí)兩模塊輸入電壓、模塊1超級(jí)電容端電壓及模塊1超級(jí)電容的充/放電電流波形，可以看出當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓高于1 500 V時(shí)系統(tǒng)運(yùn)行于儲(chǔ)能模態(tài)；當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓低于1 400 V時(shí)系統(tǒng)轉(zhuǎn)換為釋能狀態(tài)；當(dāng)網(wǎng)側(cè)電壓處于1 400～1 500 V之間時(shí)儲(chǔ)能系統(tǒng)的充放電電流控為0，系統(tǒng)處于待機(jī)狀態(tài)。由此儲(chǔ)能系統(tǒng)的能量管理策略的設(shè)計(jì)是有效的，能符合當(dāng)前應(yīng)用場(chǎng)合的實(shí)際需求。為了進(jìn)一步觀察儲(chǔ)能系統(tǒng)在網(wǎng)側(cè)電壓變化時(shí)，不同模態(tài)轉(zhuǎn)換的模塊間均壓情況，將圖10（f）在Δta處的波形作進(jìn)一步展開(kāi)，如圖10（g）所示，同時(shí)將圖10（g）中在Δtb和Δtc處的波形亦作進(jìn)一步展開(kāi)，如圖10（h）和10（i）所示。在所有的工作模態(tài)下，系統(tǒng)在控制充放電電流穩(wěn)定的同時(shí)，串聯(lián)側(cè)兩模塊電壓動(dòng)態(tài)最大偏差為20 V（包括了電壓采樣調(diào)理電路和軟件運(yùn)算導(dǎo)致的合理誤差），能夠?qū)崿F(xiàn)串聯(lián)側(cè)模塊電壓的均衡?？偨Y(jié)以上，說(shuō)明該儲(chǔ)能系統(tǒng)的能量管理策略能夠與前面設(shè)計(jì)的電流環(huán)和電壓均衡環(huán)同時(shí)工作，根據(jù)網(wǎng)側(cè)電壓的變化實(shí)現(xiàn)對(duì)電能的有效吸收和釋放利用。

圖10　基于組合型BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)主要波形Fig.10　Main waveforms of energy management based combination BDC

5　結(jié)語(yǔ)

本文介紹了基于組合型BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)的工作原理，得出了系統(tǒng)實(shí)現(xiàn)電流控制和電壓均衡解耦的條件，并提出了模塊化的雙閉環(huán)解耦控制策略，分析了雙閉環(huán)系統(tǒng)的設(shè)計(jì)方法?；讵?dú)立直流網(wǎng)電壓控制目標(biāo)，提出了基于網(wǎng)側(cè)電壓和超級(jí)電容SOC的儲(chǔ)能系統(tǒng)管理策略。通過(guò)實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了提出的能量管理和雙閉環(huán)解耦控制策略可以簡(jiǎn)便地實(shí)現(xiàn)能量的雙向流動(dòng)和各模塊間電壓均衡控制。同時(shí)，基于組合型BDC的儲(chǔ)能系統(tǒng)在降低開(kāi)關(guān)器件的電壓、電流應(yīng)力的同時(shí)將電感電流的紋波頻率提高了M倍，對(duì)降低電感的體積和重量有極大的幫助，是一種具有很好推廣應(yīng)用價(jià)值的高壓大功率儲(chǔ)能方案。

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馬昊

武偉

作者簡(jiǎn)介：

武 偉（1983-），男，博士研究生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)和儲(chǔ)能技術(shù)，E-mail：wujia2006@126.com。

謝少軍（1968-），男，博士，教授，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)和可持續(xù)能源發(fā)電技術(shù)，E-mail：eeac@nuaa.edu.cn。

張曌（1993-），男，通信作者，博士研究生，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)，E-mail：zhao.zz.zhang@nuaa.edu.cn。

陳文明（1981-），男，學(xué)士，助理工程師，研究方向?yàn)榻虒W(xué)和電源開(kāi)發(fā)工作，E-mail：wmnuaa@nuaa.edu.cn。

裴興華（1987-），男，碩士研究生，助理工程師，研究方向?yàn)楣β孰娮幼儞Q技術(shù)，E-mail：xingh_p@sina.cn。

Analysis and Design of Control Strategy for Combined-BDC Based Ultra-capacitors Energy Storage Systems

WU Wei1，XIE Shaojun1，ZHANG Zhao1，CHEN Wenming1，PEI Xinghua2
（1.College of Automation Engineering，Nanjing University of Aeronautics&Astronautics，Nanjing 210016，China；2.Nanjing Megampere Electric Sci-tech Co.，Ltd.，Nanjing 211100，China）

A novel energy storage system（ESS）with ultra-capacitors（UCs）which is based on the combined bidirectional DC/DC converter（BDC）was studied.The system utilizes the series connection of several multi-channel interleaving Buck/Boost bidirectional DC/DC converters.This structure enables reduction of the inductance and the stress of the switching currents and voltages，and the inconsonance between low monomer voltage rating of the UCs and requirements in the high voltage applications can be mitigated in this system.Since the voltage equalization of input sides is critical for stable operation of the system，the inherent relationships between the system current control and the input sides voltage sharing were analyzed based on the small signal model.Based on the analysis，a double closed-loop control strategy for the combined BDC based ESS，which decouples the inductance current control and the BDC voltage sharing control，was presented.Furthermore，the energy management strategy based on the DC bus voltage and the state-ofcharge（SOC）of the UCs was proposed.The effectiveness of the proposed control strategies for the combined BDC based UCs ESS is validated by the experimental results.

energy storage system（ESS）；ultra-capacitor；bidirectional DC/DC converter（BDC）；energy management；control strategy

10.13234/j.issn.2095-2805.2016.3.83

TM 53

A

馬昊（1990-），男，通信作者，碩士研究生，研究方向：光伏發(fā)電、人工智能在電力系統(tǒng)的應(yīng)用，E-mail：mahao@tju.edu.cn。

張慶超（1956-），男，博士，碩士生導(dǎo)師，研究方向：電力系統(tǒng)故障診斷、人工智能在電力系統(tǒng)的應(yīng)用、電力電子在電力系統(tǒng)應(yīng)用，E-mail：qczhang@tju.edu.cn。

2015-09-23