彭也倫　黃守道　張文娟　黃　晟　汪星耀

(1.湖南大學(xué)國(guó)家電能變換與控制工程技術(shù)研究中心　長(zhǎng)沙　410082 2.長(zhǎng)沙學(xué)院電子信息與電氣工程系　長(zhǎng)沙　410003)

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一種基于電流滯環(huán)控制的模塊化多電平變流器調(diào)制策略

彭也倫1黃守道1張文娟2黃晟1汪星耀1

(1.湖南大學(xué)國(guó)家電能變換與控制工程技術(shù)研究中心長(zhǎng)沙410082 2.長(zhǎng)沙學(xué)院電子信息與電氣工程系長(zhǎng)沙410003)

針對(duì)模塊化多電平變流器(MMC)在中低壓領(lǐng)域中的應(yīng)用，提出一種改進(jìn)型最近電平逼近(NLM)調(diào)制策略，調(diào)制策略中引入電流滯環(huán)控制環(huán)節(jié)對(duì)最近電平逼近調(diào)制結(jié)果進(jìn)行修正，并分析了滯環(huán)環(huán)寬的設(shè)定。該調(diào)制策略實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)便，動(dòng)態(tài)性能好，控制器計(jì)算量小。對(duì)傳統(tǒng)NLM調(diào)制策略和該文提出的改進(jìn)型NLM調(diào)制策略進(jìn)行了仿真和試驗(yàn)對(duì)比。仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明，該調(diào)制策略可明顯改善輸出電流波形的質(zhì)量，具有良好的動(dòng)態(tài)性能，實(shí)現(xiàn)了輸出電流對(duì)參考電流的快速、精確跟蹤。

模塊化多電平變流器滯環(huán)電流控制最近電平逼近輸出電流質(zhì)量

0　引言

模塊化多電平變流器(Modular Multilevel Converter，MMC)在高壓直流輸電、電力系統(tǒng)的電能質(zhì)量治理、大功率電力傳動(dòng)系統(tǒng)等領(lǐng)域具有廣闊的應(yīng)用前景。相比于傳統(tǒng)的兩電平變流器，模塊化多電平變流器的優(yōu)勢(shì)主要體現(xiàn)在：①模塊化的設(shè)計(jì)可以獲得更高的電壓等級(jí)，易實(shí)現(xiàn)冗余化結(jié)構(gòu)，從而提高可靠性；避開了絕緣柵雙極型晶體管(Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT)耐壓的技術(shù)瓶頸；②輸出電平數(shù)多，波形質(zhì)量高，可以降低對(duì)交流側(cè)濾波器的要求，甚至可以不安裝交流側(cè)濾波器；③IGBT無(wú)需頻繁投切，開關(guān)頻率小，變流器損耗低；④階躍電流和階躍電壓小，開關(guān)器件承受的應(yīng)力下降等[1-3]。

脈沖調(diào)制技術(shù)是決定模塊化多電平變流器性能的關(guān)鍵技術(shù)之一。傳統(tǒng)的多電平調(diào)制技術(shù)主要分為脈寬調(diào)制(Pulse Width Modulation，PWM)和階梯波調(diào)制(Staircase Modulation，SM)兩種方式[4]。目前提出的PWM控制方案有載波移相、載波層疊、空間矢量PWM[5-10]等。PWM調(diào)制跟蹤性能好，實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，當(dāng)電平數(shù)較少時(shí)可明顯改善電流波形輸出質(zhì)量。但是隨著電平數(shù)增多，PWM方式的控制結(jié)構(gòu)會(huì)變得非常復(fù)雜，系統(tǒng)計(jì)算量急劇增大。

階梯波調(diào)制可分為特定諧波消去調(diào)制(Selective Harmonic Elimination，SHE)和最近電平逼近調(diào)制(Nearest Level Modulation，NLM)等。其中SHE是通過(guò)事先對(duì)不同調(diào)制波幅值的基波和諧波解析表達(dá)式的離線計(jì)算，計(jì)算出一組開關(guān)角，完成對(duì)正弦調(diào)制波的跟蹤，并消除指定次的低次諧波[11]。該方法能有效消除諧波，但動(dòng)態(tài)性能差、計(jì)算量大。最近電平逼近調(diào)制使用最接近電壓參考值的電平去逼近正弦調(diào)制波，具有動(dòng)態(tài)性能好、易于實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。但當(dāng)子模塊數(shù)較少時(shí)，最近電平逼近調(diào)制具有電流波形質(zhì)量差、諧波畸變率高等缺點(diǎn)[12]。根據(jù)文獻(xiàn)[12]，當(dāng)電平數(shù)大于21時(shí)，才能保證有較好的電流電壓諧波特性。最近電平逼近調(diào)制一般適用于電平數(shù)非常多的場(chǎng)合。

隨著IGBT等電力電子器件的容量和耐壓水平的提高，許多應(yīng)用場(chǎng)合MMC并不需要太多的電平數(shù)。為了拓展NLM調(diào)制的使用范圍，文獻(xiàn)[13]提出了一種改進(jìn)的NLM調(diào)制方法，將電平動(dòng)作的條件由常規(guī)四舍五入的0.5改為0.25，使一個(gè)橋臂上N個(gè)子模塊的MMC可以最多輸出2N+1種電平，改善了NLM調(diào)制的輸出相電壓波形質(zhì)量，但同時(shí)造成了橋臂電壓波形的偏移。文獻(xiàn)[14]同樣提出調(diào)整電平動(dòng)作條件由0.5變?yōu)殪`活整定的A值，但并未對(duì)A的取值進(jìn)行定量分析。文獻(xiàn)[15]結(jié)合PWM調(diào)制和NLM調(diào)制的優(yōu)點(diǎn)，提出了一種混合型的調(diào)制策略，該控制策略將電壓調(diào)制值與其取整之后的值做差進(jìn)行PWM調(diào)制，獲得了近似載波層疊PWM調(diào)制的效果，但當(dāng)PWM載波頻率較低時(shí)，有較大的環(huán)流產(chǎn)生。文獻(xiàn)[16]也提出一種PWM調(diào)制與NLM調(diào)制相結(jié)合的調(diào)制策略，但僅適用于該文中提出的改進(jìn)型MMC拓?fù)洌议_關(guān)頻率很高。

在許多MMC的應(yīng)用領(lǐng)域，MMC的網(wǎng)側(cè)電流控制性能決定了系統(tǒng)性能的優(yōu)劣。上述提到的調(diào)制策略均未考慮MMC的電流跟蹤性能。文獻(xiàn)[17]指出，電流滯環(huán)控制可以實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的快速跟蹤。滯環(huán)控制將被控量與其給定的滯環(huán)閾值進(jìn)行比較，若大于所設(shè)上限閾值或小于所設(shè)下限閾值，則改變變流器的開關(guān)狀態(tài)，將被控量控制在上限閾值和下限閾值之間，若被控量在上限閾值和下限閾值之間，則保持其開關(guān)狀態(tài)，具有實(shí)時(shí)、響應(yīng)速度快的優(yōu)點(diǎn)。目前主要應(yīng)用在傳統(tǒng)的兩電平PWM整流器和級(jí)聯(lián)型多電平變流器上[17]。由于包括MMC在內(nèi)的多電平變流器開關(guān)狀態(tài)非常多，滯環(huán)控制的實(shí)現(xiàn)十分復(fù)雜。文獻(xiàn)[18]提出了一種電流滯環(huán)控制應(yīng)用到多電平變流器調(diào)制的方法，獲得了很好的調(diào)制效果，并計(jì)算分析了滯環(huán)環(huán)寬與開關(guān)頻率的關(guān)系，但主要是針對(duì)H橋級(jí)聯(lián)型多電平變流器的特點(diǎn)，電流誤差絕對(duì)值在不同的環(huán)寬區(qū)間內(nèi)，會(huì)驅(qū)動(dòng)不同的開關(guān)器件動(dòng)作，并不適用于MMC。

結(jié)合電流滯環(huán)控制響應(yīng)速度快、控制精度高和NLM實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單的優(yōu)點(diǎn)，本文提出了一種改進(jìn)型NLM調(diào)制策略，運(yùn)用電流滯環(huán)控制器對(duì)NLM調(diào)制所計(jì)算出的子模塊的開關(guān)狀態(tài)進(jìn)行實(shí)時(shí)修正，以實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的精確跟蹤，并改善輸出電流波形質(zhì)量。此外，對(duì)滯環(huán)的環(huán)寬進(jìn)行了分析。最后對(duì)傳統(tǒng)NLM調(diào)制策略和本文提出的改進(jìn)型NLM調(diào)制策略進(jìn)行了仿真和試驗(yàn)對(duì)比，仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明，本文提出的調(diào)制策略可明顯改善輸出電流波形的質(zhì)量，具有良好的動(dòng)態(tài)性能。

1　MMC的工作與等效電路

圖1為三相MMC的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。三相MMC變流器共有A、B、C三個(gè)相單元，每個(gè)相單元有上下兩個(gè)橋臂，上下橋臂各有N個(gè)子模塊。上下橋臂分別串聯(lián)了電抗器，L為橋臂串聯(lián)電抗的電感值。子模塊由一個(gè)IGBT半橋和電容組成，每個(gè)子模塊可以在輸出端口Usm處輸出電容電壓Uc和0兩種電平。通過(guò)控制橋臂上子模塊的投入數(shù)量，可以在相單位的交流輸出側(cè)輸出N+1種電平。

圖1　MMC主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1　The main circuit topology of MMC

MMC的控制系統(tǒng)通常采用的是基于矢量控制策略的雙閉環(huán)結(jié)構(gòu)[3]。功率控制外環(huán)一般采用有功功率控制或直流電壓控制器等。功率外環(huán)根據(jù)有功功率或直流電壓等參考值計(jì)算出內(nèi)環(huán)電流參考值。電流內(nèi)環(huán)控制通過(guò)PI控制器計(jì)算出輸出電壓的調(diào)制值，使dq軸電流快速跟蹤其參考值。圖2為MMC基本控制結(jié)構(gòu)框圖。

圖2　MMC基本控制結(jié)構(gòu)Fig.2　Basic control diagram of MMC

為了優(yōu)化MMC的運(yùn)行，在雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)上通常會(huì)加入環(huán)流控制器、穩(wěn)壓控制器、均壓控制器等附加控制器。附加控制器在主控制器計(jì)算出的上下橋臂電壓參考值的基礎(chǔ)上加入一定的修正量，從而達(dá)到穩(wěn)定和均衡電容電壓、抑制環(huán)流的效果。最終得到的上下橋臂電壓調(diào)制值經(jīng)過(guò)脈沖調(diào)制得到IGBT的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。

圖3a為MMC單相等效電路，根據(jù)基爾霍夫電壓定律可得

(1)

(2)

式中，udc為直流母線電壓；ej為j相電網(wǎng)電動(dòng)勢(shì)；upj和unj分別為上、下橋臂電壓；ij為j相輸出電流；Larm為橋臂電感；Le和Re分別為網(wǎng)側(cè)等效電感與電阻；下標(biāo)j=a、b、c。將式(1)和式(2)相加后除以2，可得

(3)

根據(jù)文獻(xiàn)[4]有，MMC輸出電壓us和輸出電流ij分別為

(4)

ij=ipj+inj

(5)

將式(4)和式(5)帶入式(3)，可得

(6)

式中，L′=Larm/2+Le。 由式(6)可得到如圖3b所示的等效電路。結(jié)合式(3)與式(6)可以分析得出，通過(guò)調(diào)制橋臂電壓upj和unj，可以控制MMC輸出相電壓的幅值與相角，從而實(shí)現(xiàn)對(duì)MMC工作狀態(tài)的靈活控制。上、下橋臂電壓的參考值分別表示為

(7)

(8)

圖3　MMC單相等效電路Fig.3　Single-phase equivalent circuit of MMC

2　改進(jìn)型NLM控制

2.1電流滯環(huán)控制原理

將式(6)進(jìn)行變形有

(9)

對(duì)式(9)進(jìn)行積分有

(10)

(11)

(12)

2.2傳統(tǒng)NLM調(diào)制的電流跟蹤性能

根據(jù)文獻(xiàn)[4]，當(dāng)采用最近電平逼近時(shí)，上、下橋臂需要投入的子模塊數(shù)可分別表示為

(13)

(14)

相比于直流母線電壓，穩(wěn)壓、環(huán)流等附加控制器輸出的參考電壓修正量Δuc很小，Δuc≈0，則有

(15)

若子模塊電容電壓均衡良好，此時(shí)輸出j相電壓Usj可表示為

(16)

將式(16)帶入式(12)有

(17)

當(dāng)調(diào)制電壓為正弦波，MMC橋臂子模塊數(shù)為5，調(diào)制系數(shù)為1時(shí)的輸出電壓和電流誤差的波形如圖4所示。

圖4　傳統(tǒng)NLM調(diào)制方法與電流誤差波形Fig.4　Traditional NLM module method and differential current

由圖4可以看出，電流誤差以基波周期進(jìn)行變化，可以基本實(shí)現(xiàn)對(duì)參考電流的跟蹤。使用傳統(tǒng)NLM調(diào)制，電流誤差ijdiff的變化規(guī)律可以總結(jié)如下：

為改善員工作業(yè)環(huán)境，方圓生產(chǎn)總廠還對(duì)電解車間凈化勞保進(jìn)行了調(diào)整，將防毒口罩全部更換為以防護(hù)砷化氫為重點(diǎn)的1#濾毒盒防毒口罩，發(fā)揮出了較為優(yōu)越的保護(hù)效果，受到了員工的認(rèn)可和好評(píng)。

當(dāng)電平數(shù)較小時(shí)，傳統(tǒng)NLM調(diào)制會(huì)造成較大的電流誤差。同時(shí)在調(diào)制波的波峰位置，傳統(tǒng)NLM調(diào)制的跟蹤性能很差，嚴(yán)重影響輸出電流波形質(zhì)量。

電流滯環(huán)控制可以實(shí)時(shí)、快速地實(shí)現(xiàn)電流跟蹤。但是考慮到MMC開關(guān)狀態(tài)多的特點(diǎn)(正常情況下，MMC單相有22N個(gè)不同的開關(guān)狀態(tài))，很難直接使用電流滯環(huán)控制進(jìn)行調(diào)制。

結(jié)合NLM調(diào)制和電流滯環(huán)控制特點(diǎn)，設(shè)計(jì)了電流滯環(huán)控制器?？刂破鞲鶕?jù)式(12)計(jì)算出電流誤差，電流誤差輸入根據(jù)如下判據(jù)，輸出修正量Δu。

改進(jìn)型NLM控制框圖如圖5所示。

圖5　改進(jìn)型NLM控制框圖Fig.5　Control diagram of improved NLM module method

圖6為11電平MMC使用改進(jìn)型NLM調(diào)制，1/4基波周期內(nèi)輸出相電壓、參考電壓與電流誤差之間的關(guān)系。

圖6　改進(jìn)型NLM調(diào)制方法與電流誤差波形Fig.6　Improved NLM module method and differential current

3　電流滯環(huán)控制器環(huán)寬分析

電流滯環(huán)控制器的環(huán)寬直接影響電流控制的性能，滯環(huán)環(huán)寬越窄，控制精度越高，電流跟蹤性能越好。對(duì)于兩電平PWM變流器和H橋級(jí)聯(lián)型多電平變流器來(lái)說(shuō)[17，18]，滯環(huán)環(huán)寬2δ與開關(guān)頻率呈反比關(guān)系。定環(huán)寬的滯環(huán)電流控制會(huì)造成開關(guān)頻率的波動(dòng)。但是對(duì)于MMC，由于均壓控制環(huán)節(jié)存在，電流滯環(huán)控制器的環(huán)寬與開關(guān)頻率并無(wú)直接關(guān)系。由文獻(xiàn)[19]可知，當(dāng)采用常用的排序控制進(jìn)行均壓時(shí)，影響開關(guān)頻率的主要因素是排序頻率。但是當(dāng)電平改變頻率(即等效開關(guān)頻率)大于排序頻率時(shí)，會(huì)導(dǎo)致某一個(gè)子模塊反復(fù)開通、關(guān)斷，損耗增加，子模塊工作壽命下降。所以有必要對(duì)等效開關(guān)頻率與滯環(huán)環(huán)寬之間的關(guān)系進(jìn)行分析。

Tact=Tup+Tdown

(18)

環(huán)寬與上升時(shí)間Tup和下降時(shí)間Tdown可分別表示為

(19)

(20)

(21)

(22)

(23)

(24)

將式(23)和式(24)帶入式(21)和式(22)后，由式(18)～式(22)整理可得輸出等效開關(guān)周期為

(25)

(26)

(27)

(28)

則可得等效開關(guān)頻率

(29)

結(jié)合式(25)、式(28)和式(29)分析可知：

1)等效開關(guān)頻率與等效電感大小呈反比關(guān)系，與電流滯環(huán)環(huán)寬2δ呈反比關(guān)系。

以排序頻率為1 kHz的MMC控制系統(tǒng)為例，MMC的等效電感L′為2 mH，其等效開關(guān)頻率fact應(yīng)小于1 kHz，則電流滯環(huán)環(huán)寬2δ可取的最小值為0.125 A。

4　仿真與實(shí)驗(yàn)結(jié)果認(rèn)證

4.1仿真結(jié)果認(rèn)證

為了驗(yàn)證本文提出的基于滯環(huán)電流控制的改進(jìn)型NLM調(diào)制策略，在Matlab/Simulink環(huán)境下搭建了三相六橋臂的MMC仿真模型。其中每個(gè)相單位由30個(gè)子模塊構(gòu)成，上、下橋臂各15個(gè)。直流母線電壓為60 kV，交流側(cè)相電壓幅值為25 kV，每個(gè)模塊的初始電壓為4 kV，子模塊電容C為6 mF，橋臂串聯(lián)電感L為3 mH，等效電阻為0.1 Ω。本文采用經(jīng)典排序法進(jìn)行均壓控制，系統(tǒng)控制頻率為5 kHz，并采用5個(gè)控制周期進(jìn)行1次排序的方法以降低開關(guān)頻率[19]。

在前0.35 s，MMC控制系統(tǒng)采用傳統(tǒng)NLM調(diào)制，在0.35 s投入電流滯環(huán)控制器。設(shè)定環(huán)寬為2δ=0.4 A。仿真結(jié)果如圖7所示。

圖7　MMC變流器仿真波形Fig.7　Simulation result of MMC

由圖7所示，輸出相電壓波形在投入電流滯環(huán)控制器后電平動(dòng)作次數(shù)明顯增加，輸出相電流波形在波峰位置得到明顯改善。在0.3 s，MMC輸出相電流諧波畸變率(THD)為5.6%。在0.38 s滯環(huán)電流控制器投入后，THD降為2.1%,輸出相電流諧波含量明顯降低。

如圖7c所示，滯環(huán)電流控制器投入前電流誤差較大，說(shuō)明實(shí)際輸出電流相比于參考電流有較大偏差，在滯環(huán)電流環(huán)節(jié)投入后，電流誤差迅速變小。實(shí)際輸出電流表現(xiàn)出對(duì)參考電流良好的跟蹤性能。

上橋臂子模塊電容電壓波形如圖7d所示，在投入滯環(huán)電流控制器前后，電容電壓并未出現(xiàn)較大波動(dòng)，平均值保持在4 kV，控制系統(tǒng)表現(xiàn)出較好的穩(wěn)定性。

為了驗(yàn)證該調(diào)制策略的動(dòng)態(tài)性能，使用載波移相調(diào)制策略[4]進(jìn)行了對(duì)比仿真實(shí)驗(yàn)。圖8為分別使用兩種調(diào)制策略的輸出相電流波形。圖8a使用了本文提出的調(diào)制策略，輸出相電流未出現(xiàn)較大波動(dòng)且迅速穩(wěn)定。相比于載波移相調(diào)制策略，其電流響應(yīng)速度更快，動(dòng)態(tài)性能更好。

圖8　MMC輸出相電流波形Fig.8　Output current waveform

4.2試驗(yàn)結(jié)果認(rèn)證

為了驗(yàn)證本文提出的基于電流滯環(huán)控制的改進(jìn)型NLM調(diào)制策略，在實(shí)驗(yàn)室搭建了單相9電平MMC的原型機(jī)。原型機(jī)參數(shù)見表1。

表1　MMC原型機(jī)參數(shù)Tab.1　The parameter of MMC

原型機(jī)的主控制系統(tǒng)采用DSP+FPGA的架構(gòu)。DSP作為主控制器完成核心控制系統(tǒng)的數(shù)值運(yùn)算，F(xiàn)PGA作為子控制器完成子模塊驅(qū)動(dòng)脈沖的分配、死區(qū)產(chǎn)生和故障信號(hào)處理等功能。MMC交流側(cè)經(jīng)過(guò)調(diào)壓器接入電網(wǎng)，直流側(cè)接入10 Ω的電阻器作為等效負(fù)載。電流實(shí)驗(yàn)波形如圖9所示。

圖9　MMC原型機(jī)輸出電流波形Fig.9　The effect of MMC output current

在采用傳統(tǒng)NLM調(diào)制時(shí)，由于MMC電平數(shù)較少，輸出電流波形正弦性較差，電流諧波含量為7.2%。在接近電平變化的位置，波動(dòng)幅度較大。在電流波峰位置，由于此時(shí)電流誤差較大，出現(xiàn)了尖峰波形。加入滯環(huán)電流控制器后，電流波形質(zhì)量增強(qiáng)，波形更為平滑，諧波含量降為3.4%。

圖10為使用基于電流滯環(huán)控制的改進(jìn)型NLM調(diào)制時(shí)的子模塊電容電壓波形。由圖可以看到MMC變流器工作正常，各子模塊電容電壓均衡良好。由于采用了相較于仿真更高的排序頻率，電容電壓波形更為集中。

圖10　MMC子模塊電容電壓實(shí)驗(yàn)波形Fig.10　Experiment waveform of capitor voltage

圖11為突加負(fù)載時(shí)，MMC輸出電流變化的波形。由圖可知相電流響應(yīng)速度快且波形能夠迅速穩(wěn)定。

圖11　MMC突加負(fù)載輸出電流Fig.11　Experiment waveform of output current when load changed

5　結(jié)論

傳統(tǒng)NLM調(diào)制策略在電平數(shù)較少的情況下，輸出電流無(wú)法精確跟蹤參考電流，且會(huì)出現(xiàn)輸出相電流諧波含量高、波形質(zhì)量差的問(wèn)題。本文分析了傳統(tǒng)型NLM調(diào)制策略和電流誤差變化規(guī)律及滯環(huán)電流控制的原理。提出了一種新穎的基于滯環(huán)電流控制的改進(jìn)型NLM調(diào)制策略，通過(guò)該調(diào)制策略可以將電流誤差控制在所設(shè)定的環(huán)寬范圍之內(nèi)。對(duì)電流滯環(huán)控制器的環(huán)寬進(jìn)行了分析，推導(dǎo)出了環(huán)寬與等效開關(guān)頻率之間的關(guān)系。 最后通過(guò)仿真和試驗(yàn)對(duì)比了傳統(tǒng)NLM調(diào)制和基于電流滯環(huán)控制的改進(jìn)型NLM調(diào)制的輸出電流波形。試驗(yàn)結(jié)果證明了改進(jìn)型NLM調(diào)制策略可以顯著提升輸出電流波形質(zhì)量，實(shí)現(xiàn)輸出電流對(duì)參考電流的快速、精確跟蹤。

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A Modulation Strategy Based on Current Hysteresis Control for Modular Multilevel Converter

Peng Yelun1Huang Shoudao1Zhang Wenjuan2Huang Sheng1Wang Xingyao1

(1.National Engineering Research Center of Energy Conversion and ControlHu’nan University Changsha410082China 2.Department of Electron and Communication EngineeringChangsha UniversityChangsha410003China)

An improved nearest level modulation (MLM) method is proposed in this paper，for modular multilevel converters (MMC) in low-voltage and medium-voltage application.An current hysteresis controller is used to correct the differential current.The hysteresis band of the hysteresis controller was analyzed.The proposed modulation method has merits such as easy implementation，good dynamic performance，small calculation burden.Comparison between traditional NLM and improved NLM is presented in simulation and experiment.The results prove that the proposed method can effectively improve the quality of output current and follow the reference current accurately.

Modular multilevel converter，hysteresis control，nearest level modulation，output current quality

2015-04-28改稿日期2015-07-06

TM46

彭也倫男，1991年生，博士研究生，研究方向?yàn)榉植际桨l(fā)電系統(tǒng)、柔性直流輸電等。

E-mail：pengyelun@163.com

張文娟女，1986年生，博士，講師，研究方向?yàn)殡娏﹄娮优c電力傳動(dòng)等。

E-mail：zwjs0909sina.com(通信作者)

國(guó)家國(guó)際合作專項(xiàng)(2011DFA62240)和國(guó)家自然科學(xué)基金(51377050)資助項(xiàng)目。