孫巖（國網(wǎng)山東省電力公司濱州市沾化區(qū)供電公司，山東 濱州 256800）

分段開關(guān)電容-BOOST變換器

孫巖
（國網(wǎng)山東省電力公司濱州市沾化區(qū)供電公司，山東 濱州 256800）

開關(guān)電容變換電路以其較小的電磁干擾和較高的集成度越來越受到重視，但其電壓調(diào)整特性較差，在源電壓波動和負(fù)載變換需要調(diào)壓的應(yīng)用場合中，單獨(dú)的開關(guān)電容電路難以滿足要求。針對燃料電池和光伏發(fā)電等新能源發(fā)電系統(tǒng)，提出一種分段開關(guān)電容-BOOST升壓變換電路，分段升壓精確調(diào)壓以滿足源電壓波動和負(fù)載變換對調(diào)壓需求。最后通過實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了理論分析的正確性。

分段升壓；高精度；寬范圍；開關(guān)電容

面對日益嚴(yán)峻的能源危機(jī)和環(huán)境污染問題，尋找新能源來替代日益枯竭的化石能源已成為當(dāng)務(wù)之急。在新能源領(lǐng)域中，光伏發(fā)電、風(fēng)力發(fā)電和燃料電池發(fā)電是主要的研究方向［1-3］。由于此類可再生能源的輸出電壓較低且隨著環(huán)境變化有波動，為了升壓到負(fù)載所用直流電壓，高壓比隔離型DC/DC變換器扮演著重要的角色［4］。在源電壓不穩(wěn)和負(fù)載多變的場合，隔離型DC/DC變換器還需要與非隔離型DC/DC變換器結(jié)合使用，這樣整個變換電路就會顯得復(fù)雜、體積相對龐大，而且效率低、集成度小、電磁干擾（EM I）問題嚴(yán)重［5］。

本文針對源電壓有波動，負(fù)載隨時變換，單獨(dú)的隔離型和非隔離型DC/DC變換器都無法滿足升壓需要的中小功率直流用電場合，提出一種分段開關(guān)電容-BOOST變換器。開關(guān)電容電路可以使電源電壓升高到不同倍壓，但是其電壓調(diào)整性較差；BOOST變換電路可以在一定范圍內(nèi)精確調(diào)壓，電壓調(diào)整性較好。分段開關(guān)電容-BOOST變換器既有開關(guān)電容高壓比變換的優(yōu)點(diǎn)，又具有BOOST電路良好的調(diào)壓特性，這樣在電源電壓波動和負(fù)載變換時，分段開關(guān)電容-BOOST變換器可以及時滿足不同負(fù)載對不同電壓大小的要求。

開關(guān)電容電路不含電感和變壓器，僅由電容與開關(guān)管組成，能量密度高、電磁干擾?。?-7］；BOOST電路升壓任務(wù)小，工作在理想狀態(tài)。改變電路中的開關(guān)電容階數(shù)即可改變整個電路的調(diào)壓范圍，電路結(jié)構(gòu)簡單靈活。由開關(guān)電容電路和BOOST電路組成的分段開關(guān)電容-BOOST變換器具有電磁干擾小、調(diào)壓范圍廣，集成度高等優(yōu)點(diǎn)。引入諧振電感實(shí)現(xiàn)開關(guān)電容電路諧振工作，諧振電路可以減小電容電流脈動和實(shí)現(xiàn)部分開關(guān)管的零電流通斷［8］。

1　工作原理

圖1為基本分段開關(guān)電容-BOOST變換器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。虛線方框內(nèi)為傳統(tǒng)BOOST電路，電容C1與C2組成兩階分段開關(guān)電容電路，電感L1，L2與電容C1，C2形成2個諧振回路實(shí)現(xiàn)開關(guān)S4，S5零電流導(dǎo)通和關(guān)斷。引入諧振電感可以實(shí)現(xiàn)部分開關(guān)的零電流通斷，提高變換器效率和性能，但是會增加電路電磁作用，降低集成度［9］，根據(jù)實(shí)際需要選擇有無諧振電感。分析新拓?fù)涔ぷ髟頃r假設(shè)所有功率開關(guān)管以及其它元器件為理想元件。

圖1　分段開關(guān)電容-BOOST變換器Fig.1　Segmented switched capacitor-BOOST converter

1.1模式A

模式A為最高升壓階段，輸出電壓3Vin＜Vo＜5.5Vin。開關(guān)S1不受其它開關(guān)影響，除開關(guān)S1外其它開關(guān)工作分為2種狀態(tài)。

狀態(tài)1：開關(guān)S2，S3斷開，開關(guān)S4，S5導(dǎo)通，電路中有4個回路，如圖2所示。

圖2　模式A狀態(tài)1Fig.2　Model A state1

回路1由電源Vin，電感L1，二極管D1，電容C1和開關(guān)S5組成，電源Vin對電容C1充電。由于電感L1的應(yīng)用，電感L1與電容C1形成諧振回路實(shí)現(xiàn)開關(guān)S5零電流導(dǎo)通，電源Vin對電容C1充電；又因?yàn)槎O管D1的反向截止作用，半個諧振周期后諧振結(jié)束，開關(guān)S5實(shí)現(xiàn)零電流關(guān)斷。

圖3給出了圖2中諧振型開關(guān)電容變換器工作過程中的理論波形，二極管D1，D2電壓波形基本相似，在t2～t3時間段內(nèi)D2電壓小于D1電壓，相差值為電容C1電壓，在其它工作模式中D1，D2電壓可以參考圖3分析?；芈?工作原理同回路1工作原理相同，實(shí)現(xiàn)諧振回路對電容C2的充電?；芈?由電源Vin，電感L3，二極管D3，電容C3和開關(guān)S1組成的BOOST升壓電路，該電路獨(dú)立工作，調(diào)節(jié)開關(guān)S1的占空比D可得到不同的電容C3兩端電壓。回路4由電容C4和負(fù)載組成，電容C4單獨(dú)對負(fù)載供電。

圖3　諧振電路有關(guān)波形Fig.3　The waveforms of resonant circuit

狀態(tài)2：開關(guān)S2，S3導(dǎo)通，開關(guān)S4，S5斷開，電路中有2個回路，回路1為電容C1，C2，C3串聯(lián)放電回路，回路2為虛線框內(nèi)的BOOST獨(dú)立回路。如圖4所示。

圖4　模式A狀態(tài)2Fig.4　ModelA state2

以電容C1，電感L1組成的諧振回路為例進(jìn)行分析。

1）t0—t1時間段內(nèi)

式中：Vin為輸入端電壓；VC1為諧振電容兩端電壓；iL1為諧振電感L1的電流。

圖4中，電容C1，C2，C3串聯(lián)對C4和負(fù)載供電時，對C4會有電流沖擊。為了減小電流沖擊，可以在圖4電路虛線方框內(nèi)加入1個小電感，電感可以與D6，D7，C3形成續(xù)流回路，能工作在各個工作模式下。

令VC1在t0時刻的初值為VC0，上述方程的解為

式中：ω0為諧振角頻率；Z0為諧振阻抗。

2）t1—t2時間段內(nèi)電容C1，C2電壓不變，等于VC1a，電感L1，L2電流為零。

3）t2—t3時間段內(nèi)電路處于狀態(tài)2，電感L1，L2電流依舊為零，在t3時刻電容C1的電壓降至最低為VC1b。

4）t3—t4時間段內(nèi)電容C1，C2電壓不變，等于VC1b，電感L1，L2電流為零。

根據(jù)參考文獻(xiàn)［10］可知：

式中：I0為輸出電流；TS為開關(guān)周期。

根據(jù)式（7）、式（8）可以得到電容C1，C2電壓波動：

由式（7）～式（9）可知，引入諧振電感后諧振電容電壓最大值大于電源電壓，電壓波動與輸出電流成正比。設(shè)計(jì)開關(guān)電容電路時，盡量減小電容電壓波動，使得電壓波動遠(yuǎn)小于輸入電壓。分析輸出電壓時，我們可以近似認(rèn)為

由式（6）、式（10）可得模式A輸出電壓為

與此同時，回路3中的BOOST電路獨(dú)立工作，其開關(guān)頻率、占空比D均不受其它電路影響，其電壓特性為

根據(jù)BOOST電路工作的理想占空比D區(qū)間［0.3，0.7］，可知模式A的精確輸出電壓為（3.5～5.5）Vin。

1.2模式B

模式B為中間升壓階段，輸出電壓2.5 Vin＜Vo＜4.5Vin。開關(guān)S1不受其它開關(guān)影響，除開關(guān)S1外其它開關(guān)工作分為2種狀態(tài)。

狀態(tài)1：開關(guān)S2，S4斷開，開關(guān)S3，S5導(dǎo)通，電路中有3個回路，如圖5所示。回路1即虛線方框內(nèi)的BOOST電路獨(dú)立工作?；芈?由電源Vin，電感L1，，二極管D1，電容C1和開關(guān)S5組成，對電容C1充電?；芈?是由C3，S3，C2，D5，D6和電容C4與負(fù)載構(gòu)成，電容C3，C2串聯(lián)通過電感L4對電容C4和負(fù)載供電。

圖5　模式B狀態(tài)1Fig.5　Model B state1

在狀態(tài)1中：

分析同模式A得到：

狀態(tài)2：如圖6所示，電源對電容C2充電，電容C3，C1串聯(lián)對電容C4和負(fù)載供電。電容C3兩端電壓大于電容C2兩端電壓，二極管D5處于反向截止?fàn)顟B(tài)。電壓分析同狀態(tài)1。

圖6　模式B狀態(tài)2Fig.6　Model B state2

在模式B中，電容C1，C2交替與電容C3串聯(lián)對電容C4和負(fù)載供電。根據(jù)BOOST電路工作的理想占空比D區(qū)間［0.3，0.7］，可知模式B的精確輸出電壓為（2.5～4.5）Vin。

1.3模式C

模式C為低壓階段，輸出電壓1.5Vin＜Vo＜3.5Vin，如圖7所示。整個電路只有虛線方框內(nèi)的BOOST電路工作，通過D7，D6，L4對電容C4和負(fù)載供電。

在模式C中，Vo=VC3，根據(jù)前文分析得到：

整個電路等同于1個BOOST電路。根據(jù)BOOST電路工作的理想占空比D區(qū)間［0.3，0.7］，可知模式C的精確輸出電壓為（1.5～3.5）Vin。

圖7　模式CFig.7　ModelC

1.4分段升壓區(qū)間

根據(jù)前文分析可知，該分段開關(guān)電容-BOOST變換器分3段升壓，相鄰升壓段有交集。根據(jù)開關(guān)電容電路和BOOST電路理想工作狀態(tài)，最佳升壓分段如表1所示。

表1　電路模式分段Tab.1　The segmentation of circuit mode

由表1可知，BOOST電路在每個工作模式下，占空比區(qū)間在0.5附近，電路工作效率較高。在本電路中開關(guān)電容電路與BOOST電路開關(guān)相互獨(dú)立工作，分別適當(dāng)控制可以使整個電路工作在最理想狀態(tài)。

1.5電路工作特性分析

傳統(tǒng)兩階開關(guān)電容電路如圖8所示，與圖1中的開關(guān)電容電路區(qū)別在于圖8為非諧振開關(guān)電容電路，圖1中的開關(guān)電容電路為諧振開關(guān)電容電路。

圖8　傳統(tǒng)兩階開關(guān)電容電路Fig.8　Traditional two order switch capacitor circuit

以圖8所示的基本升壓開關(guān)電容變換器為例，考慮其寄生參數(shù)的影響，電路效率為

以普通兩階諧振開關(guān)電容變換器為例，考慮其寄生參數(shù)的影響，電路效率為

根據(jù)式（15）、式（16）可得，諧振開關(guān)電容電路效率要高于傳統(tǒng)開關(guān)電容電路效率，所以本文采用諧振開關(guān)電容電路；另一方面因?yàn)橹C振開關(guān)電容電路開關(guān)電流以及電容充電電流波動小于傳統(tǒng)開關(guān)電容電路，所以諧振開關(guān)電容電路進(jìn)一步降低了電路的電磁干擾。

2　實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證理論分析的正確性，對圖5所示的新拓?fù)溥M(jìn)行實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，實(shí)驗(yàn)參數(shù)如下：輸入電壓Vin=5 V，C1=C2=2μF，C3=C4=200μF，L1=L2=1μH，NE555PWM發(fā)生器產(chǎn)生PWM控制波形，頻率fs= 10 kHz，開關(guān)管S1，S2，S3，S4，S5選用IRF3205，二極管全部選用IN5339。

利用NE555PWM發(fā)生器和IRF3205產(chǎn)生的10 kHz控制開關(guān)管的PWM波形如圖9所示，設(shè)計(jì)諧振電路的諧振頻率稍大于開關(guān)頻率。

圖9　PWM波形Fig.9　PWM waveforms

2.1開關(guān)電容電壓

工作在模式A，輸入電壓5V，電路占空比為0.5。

模式A電路工作時，開關(guān)電容兩端電壓波形如圖10所示。圖10a為電容C1兩端電壓，在諧振電感L1作用下，電容電壓變化比較平緩，實(shí)現(xiàn)了開關(guān)S4零電流通斷，電容峰值電壓略大于不加諧振電感電容滿充電壓，與式（7）吻合；圖10b為不加諧振電感的電容充電電壓，導(dǎo)通電流較大，不能實(shí)現(xiàn)開關(guān)零電流開通。C2兩端電壓分析同C1。

圖10　開關(guān)電容電壓Fig.10　Switch capacitor voltage

2.2模式間電壓轉(zhuǎn)換

如圖11所示，輸入電壓為5 V，圖11a為BOOST電路占空比固定在0.5的情況下的模式間的切換輸出電壓波形。模式A輸出電壓約為20 V，升壓為源電壓4倍，與式（11）相吻合；模式B輸出電壓約為15 V，升壓為源電壓3倍，與式（13）相吻；模式C輸出電壓約為10 V，升壓為源電壓2倍，與式（14）相吻合。圖11b為BOOST電路占空比連續(xù)調(diào)節(jié)情況下的模式間的切換輸出電壓波形。電路工作在每個模式中，通過改變BOOST電路占空比可以精確調(diào)節(jié)區(qū)間內(nèi)任意電壓，反映出了電路的精確調(diào)壓性。

由圖11可以客觀地看出分段開關(guān)電容-BOOST電路具有良好的分段調(diào)壓特性，模式間切換可以瞬間完成。分段開關(guān)電容-BOOST變換器進(jìn)行模式之間轉(zhuǎn)換時，只需改變電路中開關(guān)管的控制方式便可快速地實(shí)現(xiàn)模式間的轉(zhuǎn)換。

圖11　模式轉(zhuǎn)換Fig.11　Mode swapping

3　結(jié)論

本文針對燃料電池和光伏發(fā)電等新能源獨(dú)立發(fā)電應(yīng)用系統(tǒng)提出了一種新穎的升壓變換器—分段開關(guān)電容-BOOST變換器，相比傳統(tǒng)的DC-DC升壓變換器和開關(guān)電容升壓變換器，理論分析和實(shí)驗(yàn)研究結(jié)果都表明，新拓?fù)渚哂邢铝袃?yōu)點(diǎn)：

1）電路主要為開關(guān)電容網(wǎng)絡(luò)，含有少部分電感元件，電路電磁干擾較小、集成度比較高；

2）改變開關(guān)控制方式即可實(shí)現(xiàn)分段精確升壓，在每個升壓段中，電路始終工作在理想狀態(tài)，電路效率較高；

3）電路引入了諧振電路，可實(shí)現(xiàn)部分開關(guān)的零電流通斷，以及輸出電壓的平緩波動；

4）結(jié)構(gòu)靈活，改變嵌入開關(guān)電容電路的階數(shù)即可改變分段調(diào)壓范圍。

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Segmented Switched Capacitor-BOOST Converter

SUN Yan
（Zhanhua Supply Company，State Grid Shandong Eleetric Power Company，Binzhou 256800，Shandong，China）

Switched capacitor converter circuit with its small EMI and high degree of integration is becoming more and more popular，but the voltage regulation characteristic of switched capacitor is bad.When the source voltage fluctuates and load changes，a separate switched capacitor circuit is difficult to meet the voltage requirement.Based on fuel cells，photovoltaic power generation and other new energy power generation system，A family of segmented switched capacitor-BOOST converter circuits was put forward.Segmented boosting voltage and accurate regulating voltage could accurately meet the voltage requirement of the circuit，when the source voltage fluctuates and the load changed in the new energy power generation system.Finally the correctness of the theoretical analysis is verified by experiment.

segmented booster；high accuracy；wide range；switched capacitor

TM133

A

2015-07-14

修改稿日期：2016-02-20

孫巖（1988-），男，本科，助理工程師，Email：393681053@qq.com