周映虹，馮曉培，郭思遠，李志忠（廣東工業(yè)大學 信息工程學院，廣東 廣州 510006）

基于TMS320F28035的三相大功率充電機設計

周映虹，馮曉培，郭思遠，李志忠
（廣東工業(yè)大學 信息工程學院，廣東 廣州 510006）

分析了變壓器原邊與滯后橋臂相聯(lián)的加鉗位二極管的零電壓開關脈寬調(diào)制全橋變換器工作原理，采用TMS320F28035實現(xiàn)了變換器的零電壓開關脈寬調(diào)制，設計了1臺功率為10 kW的三相直流充電機。實驗結果表明了設計方案是可行的。

全橋變換器；脈寬調(diào)制；零電壓開關；移相控制；鉗位二極管

移相控制的零電壓開關全橋變換器具有輸出功率大、效率高和可靠性好等特點，被大功率開關電源作為主電路廣泛使用。在ZVSPWM全橋變換器中，諧振電感和輸出整流二極管的結電容諧振工作，導致輸出整流二極管上出現(xiàn)電壓振蕩和電壓尖峰。變壓器原邊加鉗位二極管可以消除該電壓振蕩和電壓尖峰，使得輸出整流二極管的電壓應力降低將近一半［1］。同時，將變壓器與滯后橋臂相聯(lián)，較之與超前橋臂相聯(lián)，鉗位二極管的電流應力更低，整機效率更高，占空比丟失更小［1］。

本文采用變壓器原邊加鉗位二極管且與滯后橋臂相聯(lián)的全橋變換器作為主拓撲，設計了1臺交流輸入電壓380 V滿載輸出直流電壓350 V/ 30A直流充電機。本文給出了以32位實時控制定點DSP-TMS320F28035作為控制核心的控制過程。實驗結果表明，本文設計的直流充電機具有效率高、紋波小的特點。

1　主拓撲的工作原理

全橋變換器的輸出整流二極管的結電容會與變壓器的漏感產(chǎn)生諧振，從而導致輸出整流二極管出現(xiàn)電壓振蕩和尖峰，使得電壓應力增大。然而，使用RC或RCD緩沖電路消除該電壓振蕩產(chǎn)生的損耗較大。在諧振電感和變壓器原邊引入2只鉗位二極管同時變壓器與超前橋臂相聯(lián)［2］，鉗位二極管抑制了后級整流二極管振蕩；相同的拓撲下把變壓器與滯后橋臂相聯(lián)［3］，鉗位二極管相對變壓器與超前橋臂相聯(lián)的情況少導通1次，從而減少了鉗位二極管的電流應力，這就是Tr-Lag型的鉗位二極管ZVSPWM全橋變換器；文獻［4］研究了帶鉗位二極管移相全橋變換器抑制后級整流二極管振蕩的工作原理，分析結果表明在CCM情況下比在DCM情況下抑制效果更為明顯。圖1a是加鉗位二極管的ZVSPWM全橋變換器拓撲圖，其中變壓器與滯后橋臂相聯(lián)，即Tr-Lag全橋變換器。其主要波形如圖1b所示。其中Vp為整流濾波電路的輸出值。

圖1　Tr-Lag型加鉗位二極管的ZVSPWM全橋變換器Fig.1　The Tr-Lag phase-shifted ZVS PWM full-bridgeconverter with the clamping diode

2　系統(tǒng)結構圖

本文設計的基于DSP-TMS320F28035的三相三線的10 kW充電機的硬件結構框圖如圖2所示。

圖2　充電機的整體結構框圖Fig.2　Block diagram of power charger

主要性能指標為：輸入交流電壓380（1±0.15）V；輸出直流電壓150～350 V；輸出直流電流0～30 A；軟啟動時間＜8 s；穩(wěn)流精度不高于1%；穩(wěn)壓精度不高于0.5%；功率因數(shù)大于0.9；效率不低于90%。

充電機所采用的主要元器件參數(shù)為：Q1～Q4：IKW 40N120H3；輸出整流二極管 DR1～DR4：APT60D120BG；諧振電感Lr=8μH；隔直電容Cb= 4.8μF；變壓器原副邊匝比K=16/15；輸出濾波電感Lf=112μH；輸出濾波電容Cf=（820×2）μf；開關頻率25 kHz。

3　基于TMS320F28035的控制流程

充電機的控制電路采用TI公司生產(chǎn)的60MHz的32位定點DSP芯片TMS320F28035［5］為主控芯片，將輸入電流和輸出電壓通過采樣和調(diào)理得到的信號送到DSP的ADC模塊中，通過控制算法使ePWM模塊產(chǎn)生驅(qū)動波形，從而控制變換器中功率開關管的開通和關斷。

充電機的控制程序結構簡單，主要由控制系統(tǒng)主函數(shù)和中斷服務函數(shù)組成。圖3是控制系統(tǒng)主函數(shù)流程圖。

圖3　系統(tǒng)主函數(shù)流程圖Fig.3　Program flow of system main function

主函數(shù)中，在進入while（1）的死循環(huán)之前進行了系統(tǒng)以及外設時鐘初始化、中斷向量表初始化、GPIO初始化、ePWM驅(qū)動波形初始化、ADC初始化以及所需變量進行初始化等工作。

本文需要2組4路PWM驅(qū)動信號，其中ePWM 1A和ePWM 2A分別驅(qū)動Q1和Q3；ePWM 1B 和ePWM 2B分別驅(qū)動Q2和Q4。PWM波形的初始化代碼如下：EPwm1Regs.CMPA.half.CMPA=15；EPwm2Regs.CMPA.half.CMPA=15；//死區(qū)時間設置EPwm1Regs.CMPB=EPWM 1_TIMER_TBPRD-15；EPwm2Regs.CMPB=EPWM 2_TIMER_TBPRD-15；//增減模式，對稱的另一端死區(qū)時間設置EPwm1Regs.AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET；EPwm1Regs.AQCTLA.bit.PRD=AQ_CLEAR；EPwm1Regs.AQCTLB.bit.CBD=AQ_SET；EPwm1Regs.AQCTLB.bit.ZRO=AQ_CLEAR；//Q1和Q2的PWM波形產(chǎn)生設置EPwm2Regs.AQCTLA.bit.CAU=AQ_SET；EPwm2Regs.AQCTLA.bit.PRD=AQ_CLEAR；EPwm2Regs.AQCTLB.bit.CBD=AQ_SET；EPwm2Regs.AQCTLB.bit.ZRO=AQ_CLEAR；//Q3和Q4的PWM波形產(chǎn)生設置其中，AQ_SET動作為高電平，AQ_CLEAR動作為低電平。CAU是事件為CMPA時產(chǎn)生動作；PRD是事件為TBPRD時動作；CBD是事件為CMPB時動作；ZRO是事件為ZERO時動作。

TPWM和TTBCLK分別表示PWM波形周期和DSP系統(tǒng)時鐘周期，在本文兩者的值分別是25 kHz和60MHz的倒數(shù)。增減模式下TBPRD（如EPWM 1_TIMER_TBPRD）由以下公式?jīng)Q定：

本充電機采用光耦隔離進行功率管的驅(qū)動，PWM波形的產(chǎn)生是增減模式。光耦合器件的響應有一定延遲，導致功率管開通與關斷的延遲時間分別約為0.5μs，0.3μs。死區(qū)時間的設置原則是在滿足防止直通的前提下使得軟開關范圍越寬越好，則死區(qū)時間在滿足防直通前提下越小越好。實際同類橋臂功率管的死區(qū)時間0.45μs已經(jīng)足夠。因此由DSP的PWM波形產(chǎn)生的死區(qū)時間應為0.45μs-（0.5μs-0.3μs）=0.25μs，即15×16.666 ns=250 ns。如圖4所示，其中圖中虛線是根據(jù)PWM波形的初始化代碼產(chǎn)生的動作時間點，實線是實際考慮了延遲的驅(qū)動波形。

圖4　考慮了開通與關斷延遲的驅(qū)動波形Fig.4　The driving waveform with open and shut off delay

中斷服務程序有3個，1個是定時器中斷，用于各種故障檢測，其優(yōu)先級最低；1個是PWM中斷，用于實現(xiàn)實時采樣和實時控制，其優(yōu)先級較定時器中斷高；還有1個是外部中斷，用于實時檢測短路故障，其優(yōu)先級最高。

控制主程序的流程循環(huán)體里面只使用了1個PWM中斷，這個PWM中斷時間間隔配置在進入循環(huán)體之前就做好了初始化配置。圖5是定時觸發(fā)的PWM中斷服務程序流程圖。該中斷服務程序是整個控制算法的核心，其實現(xiàn)了輸出電壓和輸入電流的采樣和輸入相位的檢測、缺相欠壓的判斷及處理、過流的判斷及處理以及基于增量型的PI環(huán)路控制計算，最終把控制量PID_UK賦給移相寄存器更新移相大小。

圖5　PWM中斷服務程序流程圖Fig.5　Program flow of PWM interrupt service

增量型的數(shù)字式PI環(huán)路控制根據(jù)當前k時刻采樣到的電壓采樣值uad（k）進行環(huán)路控制。首先，令

其中，ru（k）分布是設定的輸出電壓值。當前時刻的電壓控制量（即PID_UK）為

式中：Kp為比例增益；Ki為積分系數(shù)。同樣的增量型PI環(huán)路控制可以作用在電流上。

4　實驗結果

實驗測得半載和滿載下功率因數(shù)是0.948。圖6a和圖6b分別給出了超前管Q1和Q4的驅(qū)動信號VCE，VGE，變壓器原邊電壓Vab和原邊電流ip。圖6表明，Q1和Q4關斷時，其結電容使Q1，Q4零電壓關斷；開通時，Q1，Q4的反并二極管已經(jīng)導通，將VGE鉗在零電壓，實現(xiàn)了零電壓開通。所以，超前管Q1和滯后管Q4均實現(xiàn)了ZVS。

圖6　超前管和滯后管的實驗波形Fig.6　The experimental waveforms of leading switch and lagging switch

圖7是滯后管Q2在低負載（輸出150 V/5 A，750W）時的驅(qū)動信號VCE，VGE，變壓器原邊電壓Vab和原邊電流ip。從圖7中可見，在輕載情況下，滯后管可以實現(xiàn)ZVS。

圖7　滯后管Q2在低負載時的實驗波形Fig.7　The experimental waveforms of lagging switch Q2at low load

從圖1a可見，充電機的輸出整流管并沒有加上緩沖電路。圖8是4個輸出整流管中其中1個橋臂的2個整流管的電壓電流波形。從圖8中可見，輸出整流二極管是實現(xiàn)了軟開關，從而使得輸出整流二極管的損耗小。

圖8　輸出整流管的電壓電流波形Fig.8　The current and voltage waveforms of output diode

表1、表2分別給出了穩(wěn)壓精度實驗結果和穩(wěn)流精度實驗結果。由表1可見，輸出電壓的誤差最大值為0.46%，小于要求的穩(wěn)壓精度（≤0.5%），滿足了設計要求；由表2可見，輸出電流的誤差最大值為0.2%，小于要求的穩(wěn)流精度（≤1%），也滿足了設計的要求。

表1　穩(wěn)壓精度的測試結果Tab.1　The experimental data of voltage regulation accuracy

表2　穩(wěn)流精度的測試結果Tab.2　The experimental data of current regulation accuracy

圖9是在額定輸入電壓380V下，恒壓350 V輸出、不同的輸出電流下整機的效率曲線。滿載時，整機的效率為92.42%。

圖9　380V輸入、350V輸出充電機效率曲線Fig.9　The curve of power charger at380V input、350V ouput

5　結論

本文闡述了變壓器原邊與滯后橋臂相聯(lián)的加鉗位二極管的零電壓開關脈寬調(diào)制全橋變換器的工作原理及優(yōu)點，并以此作為充電機的主電路，采用TMS320F28035實現(xiàn)了該變換器的零電壓開關脈寬調(diào)制。實驗研制了1臺功率為10 kW輸出電壓范圍為150～350 V的三相直流充電機。實驗結果表明原邊的超前管和滯后管均實現(xiàn)了較寬范圍的ZVS，副邊輸出整流二極管實現(xiàn)了ZCS，滿載時整機效率達到了92.42%。

［1］ 阮新波.脈寬調(diào)制DC/DC全橋變換器的軟開關技術［M］.第2版.北京：科學出版社，2012.

［2］ 李琳.帶鉗位二極管移相全橋（PSFB）變換器整流二極管振蕩研究［J］.電子設計工程，2014，22（2）：91-94.

［3］Ruan Xinbo，Liu Fuxin.An Improved ZVS PWM Full-bridge Converter with Clamping Diodes［C］//Proc.2004 35thAnnual IEEE Power Electronics Specialists Conference，Germany，2004：1476-1481.

［4］ Redl R，Balogh L，Edwards DW.Optimum ZVS Full-bridge DC/DC Converter with PWM Phaseshifted Control：Analysis，Design Considerations，and Experimental Results［C］//Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition，Ninth Annual，1994：159-165.

［5］ Texas Instruments Incorporated.TMS320F28030 28031 28032 28033 28034 28035 Piccolo Microcontrollers（Rev.1）.USA：2012.http：//www.ti.com/.

Design of Three-phase Power Charger Based on TM S320F28035

ZHOU Yinghong，F(xiàn)ENG Xiaopei，GUO Siyuan，LI Zhizhong
（School of Information Engineering，Guangdong University of Technology，Guangzhou 510006，Guangdong，China）

A clamping diode phase-shifted ZVS full-bridge converter using the transfer primary side combined with the lag bridge arm had been analyzed.And a 10 kW three-phase power chargerwas built，by utilizing a 32-bit fixed-point DSP-TMS320F28035 as core controller to achieve the ZVSPWM.The experimental results show that the designed scheme is feasible.

full-bridge converter；pulse eidth modulation（PWM）；zero voltage switch（ZVS）；phase shift control；clamp diodes

TM464

A

2015-10-15

修改稿日期：2016-01-19

廣東省新能源汽車專項（110105752020190）

周映虹（1978-），女，博士，講師，Email：iris_zyh@126.com