代光發(fā),王　勤，王高峰，陳少平

(1.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院,湖北武漢 430074; 2.中南民族大學(xué)智能無線通信湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,湖北武漢 430074)

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NC-OFDM系統(tǒng)旁瓣抑制中的可變干擾抵消基函數(shù)設(shè)計(jì)

代光發(fā)1，2,王勤2，王高峰1，陳少平2

(1.武漢大學(xué)電子信息學(xué)院,湖北武漢 430074; 2.中南民族大學(xué)智能無線通信湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,湖北武漢 430074)

在抑制非連續(xù)載波正交頻分復(fù)用(Non-contiguous Orthogonal Frequency-Division Multiplexing,NC-OFDM)系統(tǒng)旁瓣的方法中，使用固定長(zhǎng)度和矩形形狀干擾抵消子載波的主動(dòng)干擾抵消方法(Active Interference Cancellation,AIC)抑制深度不夠，而其改進(jìn)方法擴(kuò)展AIC (Extended AIC)對(duì)數(shù)據(jù)子載波干擾又太大.本文發(fā)現(xiàn)插入在不同頻段的干擾抵消子載波對(duì)旁瓣抑制的效果不同，并在此基礎(chǔ)上提出對(duì)干擾抵消子載波按頻率分組，不同組的干擾抵消子載波使用不同的長(zhǎng)度與波形，從而提高對(duì)NC-OFDM信號(hào)旁瓣的抑制效果，同時(shí)減小了所引入的載波間干擾.仿真結(jié)果表明：采用本文提出的可變基函數(shù)方案，在達(dá)到-60dB的旁瓣抑制深度時(shí)，即使采用高階的64-QAM符號(hào)映射(實(shí)驗(yàn)條件是誤符號(hào)率為10-5)，干擾抵消信號(hào)對(duì)數(shù)據(jù)子載波造成的載波間干擾也幾乎可以忽略.

認(rèn)知無線電;非連續(xù)載波正交頻分復(fù)用;旁瓣抑制;主動(dòng)干擾抵消

1　研究背景

認(rèn)知無線電(Cognitive Radio,CR)因?yàn)槟軌蚋咝У馗兄屠每臻e頻譜空洞，緩解當(dāng)前無線頻譜資源緊張的問題，受到了廣泛關(guān)注[1].認(rèn)知無線電物理層最佳的調(diào)制方式之一是使用非連續(xù)載波正交頻分復(fù)用(NC-OFDM)技術(shù)，因?yàn)樗貏e適合利用隨時(shí)可能出現(xiàn)的未被授權(quán)用戶(Primary User,PU)占用的頻譜.但是NC-OFDM存在載波頻譜旁瓣過大干擾授權(quán)用戶的問題[2]，研究人員因此提出了各種解決辦法.

其中，因?yàn)楹?jiǎn)單而被廣泛采用的時(shí)域加窗法，需要較多的額外時(shí)間與保護(hù)頻帶，頻譜利用率低[3].自適應(yīng)符號(hào)過渡[4]與加窗法相似，但針對(duì)每個(gè)符號(hào)計(jì)算最優(yōu)的波形過渡區(qū)(相當(dāng)于自適應(yīng)窗)，提高了旁瓣抑制效果，但計(jì)算量太大.星座圖擴(kuò)展法[5]與譜預(yù)編碼方法[6]也存在惡化認(rèn)知用戶誤碼率或降低譜效的問題.主動(dòng)干擾抑制[7]方法(Active Interference Cancellation,AIC)通過在發(fā)送端產(chǎn)生一個(gè)干擾抵消信號(hào)來抵消NC-OFDM的旁瓣，提高了譜效，但旁瓣抑制深度還有待提高.優(yōu)化干擾子載波選擇法[8](Optimized Cancellation Carriers Selection,OCCS)雖然優(yōu)化了干擾抵消子載波(Cancellation Carriers,CC)的頻率位置，但需要保留大量的(多達(dá)19個(gè)子載波)頻帶用于插入CC，頻譜利用率降低太多，且旁瓣抑制深度有限(只有-43dB)；并且計(jì)算量更大.EAIC-CP[2](Extended Active Interference Cancellation with Cyclic Prefix)與EAIC-IC[9](Extended Active Interference Cancellation with Self-Interferences Constraint)方法增加了CC的長(zhǎng)度與密度，因此提高了旁瓣抑制效果，卻引入了對(duì)NC-OFDM信號(hào)較大的子載波間干擾(Inter-subcarrier Interference,ICI).另外，文獻(xiàn)[10]聯(lián)合應(yīng)用加窗和干擾抵消的方法來提高旁瓣抑制效果，其主要問題是不能應(yīng)用于不加窗的NC-OFDM系統(tǒng).

本文的研究發(fā)現(xiàn)，在主動(dòng)干擾抑制方法中，插入在不同頻率位置的CC對(duì)NC-OFDM的旁瓣抵消起的效果并不完全相同.已有的主動(dòng)干擾方法均沒有考慮到這一特點(diǎn)，使用的是相等長(zhǎng)度和矩形形狀的基函數(shù).而本文將CC按頻率位置分成兩組，它們的波形與長(zhǎng)度不同，能夠更好的抑制NC-OFDM的旁瓣，且引入的ICI更小.仿真結(jié)果顯示，本文提出的可變干擾抵消基函數(shù)設(shè)計(jì)，在將NC-OFDM信號(hào)的旁瓣降低到-60dB時(shí)，所造成信噪比損失幾乎可以忽略(實(shí)驗(yàn)條件為高斯白噪聲信道，64QAM(Quadratic-Amplitude Modulation)調(diào)制，誤符號(hào)率10-5).

2　系統(tǒng)模型

基于NC-OFDM調(diào)制方式的認(rèn)知無線電系統(tǒng)調(diào)制單元的等效基帶模型如圖1所示.與傳統(tǒng)OFDM調(diào)制不同的是，認(rèn)知用戶(Second User,SU)要關(guān)閉與主用戶(PU)頻段重疊的子載波，以避免干擾PU，所以其頻譜是非連續(xù)的,即對(duì)于待發(fā)送的頻域符號(hào)x有x(l)=0,其中l(wèi)=[lmin∶1∶lmax]是關(guān)閉子載波的索引.于是，發(fā)送數(shù)據(jù)x經(jīng)過IFFT調(diào)制，并串變換，和插入長(zhǎng)度為L(zhǎng)cp的循環(huán)前綴(CyclicPrefix,CP)，得到的OFDM時(shí)域符號(hào)可寫為:

d=Fdx

(1)

(2)

(3)

c=Bcw

(4)

3　干擾抵消基函數(shù)新方案

3.1可變干擾抵消基函數(shù)設(shè)計(jì)

圖2展示了NC-OFDM信號(hào)的頻譜與旁瓣，以及CC頻譜的特點(diǎn)，這一結(jié)果是通過對(duì)EAIC-IC(或EAIC-CP)方法仿真得到.通過觀察可知，插入的CC可按頻率位置及能量大小分為兩組，即分別處于保護(hù)頻帶(GU)和處于PU頻帶，如圖3所示.插入在保護(hù)頻帶的CC的主瓣離待抑制NC-OFDM的旁瓣較遠(yuǎn)，不能直接用其主瓣抵消NC-OFDM的旁瓣，而只能靠其旁瓣來間接抵消NC-OFDM的旁瓣，所以我們觀察到保護(hù)頻帶的CC能量更大，但其能量效率更低.插入在PU頻帶的CC的頻譜主瓣與NC-OFDM的頻譜旁瓣重疊或相距更近，能用其主瓣直接的抵消NC-OFDM的旁瓣，所以能量效率更高，能量反而更小.

另一方面，保護(hù)頻帶的CC比PU頻帶的CC離NC-OFDM數(shù)據(jù)子載波更近，能量也更大，所以更容易造成ICI干擾.特別是當(dāng)CC的長(zhǎng)度長(zhǎng)于NC-OFDM數(shù)據(jù)符號(hào)時(shí)間，如EAIC-IC，保護(hù)頻帶的CC會(huì)造成較大的符號(hào)間干擾(ISI).因此，如何減小保護(hù)頻帶的CC造成的ISI與ICI，同時(shí)又盡量不降低干擾低消信號(hào)的旁瓣抑制能力，是解決問題的有效有段.最優(yōu)的干擾抵消基函數(shù)由NC-OFDM旁瓣的頻譜的統(tǒng)計(jì)特征確定，受到保護(hù)帶寬的大小、CP長(zhǎng)度等因素的影響，直接求解存在困難.本文提出一種次優(yōu)的干擾抵消基函數(shù)設(shè)計(jì)方案，重新定義干擾抵消基矩陣Bv，其元素為：

(5)

(6)

(7)

從式(6)和式(7)可以看出，兩種CC的長(zhǎng)度與波形不同.首先rpu(n)長(zhǎng)于一個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)間，且有光滑的滾降曲線，見圖4.這樣設(shè)計(jì)的理由是:保證了PU頻段的CC較長(zhǎng)，因此具有較好的旁瓣抵消能力;同時(shí)因?yàn)镻U組的CC能量小，且遠(yuǎn)離NC-OFDM數(shù)據(jù)子載波，所以引入的ICI不會(huì)太大；rpu(n)頭尾為緩慢升降，可以進(jìn)一步減小對(duì)前后相鄰符號(hào)的干擾；rpu(n)的滾降因子隨Lcp變化而變化，是因?yàn)橹鲃?dòng)干擾抑制方法的性能均受到CP長(zhǎng)度的影響，隨Lcp動(dòng)態(tài)變化的滾降因子可以改善這一問題.

rgu(n)是長(zhǎng)度為N+Lcp的矩形窗.這是因?yàn)椴迦朐诒Ｗo(hù)頻段的CC離NC-OFDM數(shù)據(jù)子載波更近且能量更大，長(zhǎng)度為N+Lcp可避免造成對(duì)前后符號(hào)的干擾.另外，保護(hù)頻段的CC依賴其旁瓣而不是主瓣作為有效的干擾抵消能量，所以具有更大旁瓣的矩形窗更合適.

因?yàn)榇昂瘮?shù)只作用于CC，而不改變數(shù)據(jù)子載波的波形，所以不破壞OFDM的數(shù)據(jù)子載波的正交性，不引入新的干擾.當(dāng)采用了新的基函數(shù)來設(shè)計(jì)干擾抵消信號(hào)時(shí)，因?yàn)樵摶瘮?shù)是對(duì)NC-OFDM旁瓣抑制優(yōu)化設(shè)計(jì)的，所以其旁瓣抑制效果更好，且所引入的對(duì)數(shù)據(jù)子載波的ICI也將較小.下一節(jié)將在約束CC信號(hào)對(duì)數(shù)據(jù)子載波的干擾的條件下求解干擾抵消信號(hào).

3.2約束干擾抵消信號(hào)造成的ICI與ISI

從Bv的定義可以看出,部分CC的歸一化頻率不為整數(shù)，即與NC-OFDM的數(shù)據(jù)子載波不正交，對(duì)認(rèn)知用戶數(shù)據(jù)子載波造成干擾(ICI).甚至，超出一個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)間長(zhǎng)度的CC還會(huì)造成符號(hào)間干擾(Inter-Symbol Interference,ISI).主動(dòng)干擾抵消方法的旁瓣抑制的效果要受限于認(rèn)知用戶所能容忍的ICI與ISI，下面對(duì)此進(jìn)行分析.

(8)

(9)

4　實(shí)驗(yàn)結(jié)果與分析

本節(jié)用數(shù)值仿真實(shí)驗(yàn)評(píng)估新的干擾抵消基函數(shù)的性能，并與EAIC-CP，EAIC-IC方法比較.OCCS方法雖然不引入對(duì)數(shù)據(jù)子載波的自干擾，但卻需要多得多的保留頻段，因?yàn)榕c本文的代價(jià)不同，所以不便于在這里直接比較.本節(jié)還仿真了Lcp對(duì)干擾抵消性能的影響，Lcp分別取8，16,32,64.假設(shè)NC-OFDM系統(tǒng)的子載波總數(shù)N=256，采用64QAM符號(hào)映射和高斯白噪聲信道;PU處在NC-OFDM的[84∶90]個(gè)子載波位置，SU關(guān)閉的子載波位置為[83∶91]，b=1，即總共使用了2個(gè)子載波作為保護(hù)帶寬.為了對(duì)比旁瓣抑制效果，所有的頻譜都對(duì)數(shù)據(jù)子載波功率歸一化，且DFT譜分析的過采樣因子取v=16.

表1　ICI=-30dB時(shí)旁瓣抑制性能對(duì)比

表2　ICI=-40dB時(shí)旁瓣抑制性能對(duì)比

表1、表2對(duì)比了在引入的ICI分別為-30dB和-40dB的條件下，采用了不同基函數(shù)的干擾抵消方法所達(dá)到的旁瓣抑制深度.仿真結(jié)果表明:(1)不管CP長(zhǎng)度如何(Lcp=8,16,32,64)，在引入的ICI大小相同時(shí)，可變基函數(shù)方案比EAIC-CP和EAIC-IC的旁瓣抑制明顯更好；(2)3種方案的旁瓣抑制性能都受限于所引入ICI的大小，當(dāng)所引入的ICI變小時(shí)，3種方法的性能都會(huì)變差.但在達(dá)到相同的旁瓣抑制深度時(shí)(如-60dB)，新方案所引入的ICI要小得多;(3)3種方案的性能都受Lcp的影響，但程度不同.EAIC-CP方法性能隨著Lcp減小會(huì)明顯變差，這是因?yàn)楫?dāng)CP變短時(shí)，EAIC-CP的全部CC都要明顯變短.特別是當(dāng)Lcp=0，干擾抵消信號(hào)長(zhǎng)度為N，與數(shù)據(jù)子載波長(zhǎng)度相同，盡管CC的頻率間隔設(shè)置為1/2，但實(shí)際的效果等同于傳統(tǒng)AIC方法，此時(shí)更密集的基函數(shù)只會(huì)造成多余，絲毫不能提高旁瓣抑制效果.EAIC-IC在ICI=-30dB時(shí)，CP越短旁瓣抑制能力越強(qiáng)；而在ICI=-40dB時(shí)，較長(zhǎng)的CP效果更好，所以EAIC-IC對(duì)Lcp不穩(wěn)定.而新方案受CP長(zhǎng)度的影響更小，這是可變基函數(shù)的可變滾降因子平衡的結(jié)果.

圖5對(duì)比了NC-OFDM系統(tǒng)在達(dá)到相同的旁瓣抑制深度(-60dB,比LTE標(biāo)準(zhǔn)-59dB深1dB)時(shí)，采用不同的干擾抑制基函數(shù)時(shí)的系統(tǒng)誤符號(hào)率(Symbol Error rate,SER).采用高階64QAM符號(hào)映射和加性高斯白噪聲信道可以突出新的基函數(shù)方案ICI非常小的特點(diǎn).對(duì)于低階的符號(hào)調(diào)制，或者更惡劣的無線衰落信道環(huán)境，插入CC引起的ICI就不成為惡化SER的主要因素了，可以忽略.圖5顯示在達(dá)到相同的旁瓣抑制深度時(shí)(-60dB)，采用新方案的誤碼性能明顯優(yōu)于另外兩種方案.雖然新方案的SER性能也受到了CP長(zhǎng)度的影響，但所引入的ICI在4種情況下都非常小，即使和沒有ICI的白噪聲信道相比(SER=10-5)也幾乎可以忽略.

5　結(jié)論

本文針對(duì)NC-OFDM旁瓣較大的問題提出了一種新的干擾抵消基函數(shù).新的基函數(shù)按頻率分為兩組，它們的長(zhǎng)度與波形可變，能夠更有效的抑制NC-OFDM的旁瓣，同時(shí)又盡量減小引入的ICI.仿真實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了該結(jié)論，旁瓣抑制性能明顯優(yōu)于已有的EAIC-IC與EAIC-CP方法.使用新的干擾抵消基函數(shù)后，旁瓣抑制深度達(dá)到-60dB時(shí)，對(duì)NC-OFDM系統(tǒng)所造成的ICI也幾乎可以忽略.

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Dai Guang-fa,Chen Shao-ping,Wang,Gao-feng.Non-orthogonal activel interference cancellation for sidelobe supression in OFDM based cognitive radios[J].Acta Electrronica Sinica,2013,41(10):2061-2066.(in Chinese)

代光發(fā)男,1979年出生于湖北洪湖,武漢大學(xué)電子信息學(xué)院在讀博士.現(xiàn)任職于中南民族大學(xué)，講師.主要研究方向?yàn)镺FDM、認(rèn)知無線電.

E-mail:daiguangfa@scuec.edu.cn

陳少平男,1965年出生于湖北公安,博士.中南民族大學(xué)智能無線通信湖北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室,教授.研究方向?yàn)橥ㄐ爬碚撆c通信技術(shù).

E-mail:spchen@scuec.edu.cn

王高峰男,1965年出生于湖北英山.留美雙博士,武漢大學(xué)電子信息學(xué)院教授.主要研究領(lǐng)域包括微納集成電路設(shè)計(jì)、電子設(shè)計(jì)自動(dòng)化(EDA)軟件、微機(jī)電系統(tǒng)器件研究、微納光電集成電路研究、電磁場(chǎng)理論和通訊工程、信號(hào)處理和人工智能、小波分析等.

Variable Cancellation Basis for Side-Lobe Suppression in Non-contiguous OFDM Systems

DAI Guang-fa1,2,WANG Qin2,WANG Gao-feng1，CHEN Shao-ping2

(1.CollegeofElectronicsandInformation,WuhanUniversity,Wuhan,Hubei430074,China; 2.HubeiKeyLaboratoryofIntelligentWirelessCommunications,SouthCentralUniversityforNationalities,Wuhan,Hubei430074,China)

In non-contiguous orthogonal frequency-division multiplexing (NC-OFDM) based cognitive radio systems,conventional active interference cancellation (AIC) and extended AIC (EAIC) schemes use the same rectangular waveform of the same length for all canceling carriers (CCs),leading to the limitation of performance improvement of side-lobe suppression or inter-carrier interference (ICI) reduction.In this paper,a novel variable cancellation basis was proposed for side-lobe suppression in NC-OFDM cognitive radio systems based on the observation that CCs in different frequency have non-uniform attribution for sidelobe suppression.So,CCs are grouped by frequency locations and shaped with different waveforms of different lengths to satisfy good side-lobe suppression performance while reducing ICI at the same time.Numerical results show that,with the proposed CC scheme,NC-OFDM signal’s side-lobe can be suppressed to -60 dB with negligible signal-to-noise ratio loss at a symbol error rate of 10-5with 64 quadratic-amplitude modulation symbol.

cognitive radio;non-contiguous orthogonal frequency-division multiplexing;side-lobe suppression;active interference cancellation

2014-10-10；

2015-09-06；責(zé)任編輯：馬蘭英

國(guó)家自然科學(xué)基金(No.61302117,No.61201267,No.61179007)

TN393

A

0372-2112 (2016)05-1156-06

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