李 輝 ，劉盛權 ，李 洋 ，楊 東 ，梁媛媛 ，劉 靜

（1.重慶大學 輸配電裝備及系統(tǒng)安全與新技術國家重點實驗室，重慶 400044；2.重慶科凱前衛(wèi)風電設備有限責任公司，重慶 401121；3.中船重工（重慶）海裝風電設備有限公司，重慶 401122）

0 引言

變流器作為風電機組電能回饋至電網的關鍵控制環(huán)節(jié)，其可靠運行對并網風電機組的電能質量以及安全穩(wěn)定性至關重要［1］。由于風電機組長時間、頻繁和大范圍的隨機出力變化以及機側變流器可能長期處于較低工作頻率下運行，風電變流器運行可靠性問題近年來已經引起了國內外學者和工程師的廣泛關注［2-4］。功率模塊的結溫均值及其波動以及內部材料的熱失配特性產生的疲勞損傷，是導致電力電子器件老化和失效的主要因素［5］，然而，其功率模塊結溫卻很難通過實驗手段直接測量［6］，加之大功率風電機組變流器功率模塊通常是多芯片并聯(lián)的封裝結構，芯片間可能存在熱耦合影響［7］。因此，功率模塊結溫的準確計算與評估是分析風電變流器運行可靠性問題的關鍵，其對于提高變流器運行的狀態(tài)監(jiān)測和可靠性評估水平具有重要的學術價值和現(xiàn)實意義。

目前國內外關于變流器IGBT模塊結溫評估已有一定的研究成果。文獻［7］采用有限元方法對IGBT模塊進行了熱分析，雖然獲得了IGBT模塊芯片表面的二維溫度場分布云圖，但是這類模型難以實現(xiàn)變流器部件級的結溫實時計算和可靠性評估。文獻［8-10］基于開關周期的損耗分析方法，研究了IGBT模塊損耗及結溫計算模型；文獻［11］采用集總參數(shù)法，基于器件的瞬態(tài)熱阻抗參數(shù)，建立了RC熱網絡結溫計算模型，但上述結果只表征整個芯片表面的平均溫度，且忽略了芯片間的發(fā)熱影響，無法獲取對可靠性影響更為關鍵的芯片最高結溫。此外，文獻［12］提出一個實時結溫預測模型用以實現(xiàn)功率模塊的健康管理，文獻［13］采用熱網絡模型分析了不同的散熱方式對變流器IGBT模塊結溫的影響。然而上述文獻涉及的常規(guī)結溫計算模型及結溫分析大都基于功率模塊內部芯片彼此獨立傳熱的假設，對于模塊內部各個芯片間的熱耦合作用很少考慮。雖然文獻［14］分析了IGBT和續(xù)流二極管（FWD）之間的熱影響，但是在應用日趨廣泛的多芯片并聯(lián)功率模塊中，多個芯片間的熱源相互作用不能忽略。文獻［15］通過疊加2個不同的等效熱網絡建立了功率模塊的集總參數(shù)熱分析模型，但是并未深入分析芯片間的熱耦合作用機理。

基于此，為了進一步分析風電變流器功率模塊內部多芯片熱耦合作用及其對結溫的影響，本文從2 MW雙饋風電機組變流器IGBT模塊內部結構和材料參數(shù)出發(fā)，利用有限元方法研究其多芯片的熱耦合作用機理和熱分布特性，分析其對結溫計算的影響；基于耦合熱阻抗矩陣理論分析，建立考慮多熱源耦合的IGBT模塊結溫評估改進模型；與某H93-2MW雙饋風電機組變流器功率模塊的有限元模型結果以及常規(guī)結溫計算模型結果進行對比分析，驗證其有效性。

1 風電變流器IGBT模塊結構及熱耦合分析

1.1 風電變流器IGBT模塊結構

隨著風機單機容量的增大，風力發(fā)電功率變流器承受的功率也在增大，其功率模塊通常采用多芯片并聯(lián)結構［8］。圖1為某2 MW雙饋風電機組變流器IGBT模塊及剖面圖，圖中DCB表示直接銅層連接。

圖1 雙饋風電變流器IGBT模塊及其剖面圖Fig.1 Converter IGBT module for wind-power DFIG and its cross-section

多個IGBT芯片和FWD芯片組成該雙饋風電變流器功率模塊。從圖1中可以看出，其由7層材料構成。最上層為硅芯片，絕緣陶瓷層及銅層構成DCB基板，并通過焊接層連接到底板上。底板周邊分別引出有集電極、柵極、發(fā)射極3個電極。另外，風電變流器IGBT模塊內部的多個硅芯片共用1個基板，各芯片發(fā)熱產生的熱量傳遞可能會相互影響。

1.2 基于有限元的IGBT模塊熱耦合分析及驗證

為了分析該風電變流器IGBT模塊內部芯片間可能的熱耦合作用，本節(jié)利用ANSYS構建其三維有限元模型，仿真分析其芯片在熱耦合作用下的結溫變化。考慮到功率模塊結構的對稱性，且每4組IGBT和FWD芯片組空間位置相對獨立，本文選取該功率模塊的1/4單元，IGBT芯片分別記為T1—T4，F(xiàn)WD芯片分別記為D1—D4。根據(jù)其在模塊內部的具體位置，定義 T（D）1、T（D）4為邊緣位置芯片，T（D）2、T（D）3為非邊緣位置芯片，其內部各個芯片之間的距離關系如圖2所示，功率模塊剖面圖中各層材料的參數(shù)如表1所示［16-17］。

假設各層材料結合完好，無相對滑移，忽略硅膠散熱［14］。根據(jù)上述功率模塊內部芯片的尺寸及各層材料的參數(shù)特性，建立風電變流器IGBT模塊的三維有限元模型如圖3（a）所示。由于鋁鍵合線對功率模塊溫度分布的影響很小，因此模型忽略其影響［7］。考慮風電變流器功率模塊多芯片并聯(lián)同時工作，為了分析其芯片熱源間的相互作用，通過有限元模型，在T1—T4芯片上施加270 W功率損耗，環(huán)境溫度為50℃。此時IGBT模塊內部各個芯片的結溫分布結果及其局部放大圖分別如圖3（b）、（c）所示。

圖2 風電變流器IGBT模塊內部芯片尺寸Fig.2 Layout of converter IGBT module for wind-power DFIG

表1 IGBT模塊FZ1600R17HP4的材料參數(shù)Table 1 Material parameters of IGBT module FZ1600R17HP4

圖3 IGBT模塊三維有限元模型及其結溫分布Fig.3 3D finite element model and junction temperature distribution of IGBT module

由圖3（b）和（c）可知，當給并聯(lián) IGBT 芯片施加相同損耗時，由于并聯(lián)芯片熱源相互耦合，不同芯片的結溫分布不一致，其中處于非邊緣位置的芯片T2結溫最高，約103℃。

為了驗證風電變流器功率模塊有限元分析的有效性，本文以某實際H93-2MW雙饋風電機組為例，首先將機側變流器功率模塊的損耗輸出作為有限元仿真模型的激勵輸入，并設置和實測殼溫相同的環(huán)境溫度及散熱條件，得到其殼溫仿真值。然后與該實際H93-2MW雙饋風電機組機側變流器功率模塊芯片正下方底板位置的殼溫測試結果進行對比驗證，圖4為不同風速下的對比結果。圖中，Ic為變流器殼溫，v為60s平均風速。

從圖4可以看出，變流器功率模塊的殼溫隨著風速的上升而不斷增加，并在風速達到12 m/s的額定值后趨于穩(wěn)定。在不同的風速下，采用變流器功率模塊有限元模型的殼溫計算結果與測試結果基本一致，說明了本文仿真模型的有效性。其中，變流器功率模塊實測殼溫略高于仿真殼溫這可能是由實際風電機組運行中器件老化因素導致的。

芯片的結溫對于器件的選型、散熱器的設計以及變流器功率模塊的狀態(tài)監(jiān)測至關重要，因此，考慮到有限元方法在結溫評估中的局限性［7］，有必要進一步計及芯片間的熱耦合因素，建立更為有效的功率模塊結溫評估模型。

圖4 不同風速下H93-2MW雙饋風電機組機側變流器功率模塊殼溫實測與仿真結果Fig.4 Measured and simulative case temperatures of power module for generator-side converter of H93-2MW DFIG in different wind speeds

2 考慮多熱源耦合的熱網絡模型及結溫計算

2.1 未考慮熱耦合的常規(guī)熱網絡模型及結溫計算

為了實時在線計算IGBT模塊結溫，采用集總參數(shù)方法的熱網絡以及基于熱網絡分析的結溫計算方法已被廣泛采用［11］。為便于比較考慮多芯片熱源耦合的熱網絡及結溫計算模型，本節(jié)首先簡述基于硅芯片發(fā)熱和單獨傳熱的熱網絡及其常規(guī)結溫計算方法，然后基于耦合熱阻抗矩陣理論分析建立考慮多熱源耦合影響的改進結溫計算模型。

針對變流器IGBT模塊層狀結構，基于芯片獨立發(fā)熱和傳熱的常規(guī)熱網絡模型見圖5［6，18］。 圖中，Ploss_1為芯片 1 的功率損耗，Tj1為芯片 1 的結溫，Zth（1，1）為芯片1的結殼熱阻抗，也可表示為Zth_jc1，Zth_ch1為芯片1對應的管殼-散熱器之間的導熱脂熱阻抗，其余依此類推；Zth_ha為IGBT模塊的散熱器熱阻抗；Tc為殼溫；Th為散熱器溫度；Ta為環(huán)境溫度。

根據(jù)圖5所示熱網絡模型，功率模塊中某個芯片k的結溫計算式為：

其中，芯片 k 的結殼熱阻抗可表示為式（2）［11］。

其中，τki、Rki、Cki分別為芯片 k 的熱時間常數(shù)、熱阻和熱容。

從圖5及式（1）可知，目前常規(guī)熱網絡模型沒有涉及多芯片間的熱耦合影響，下節(jié)將推導含多熱源耦合影響的功率模塊結溫計算模型。

圖5 未考慮熱耦合的IGBT模塊常規(guī)熱網絡模型Fig.5 Traditional thermal network model of IGBT module without considering thermal coupling

2.2 考慮熱耦合影響的多芯片熱網絡模型及結溫計算

模塊內各芯片間的熱耦合主要受圖1（b）功率模塊層狀結構中導熱系數(shù)更大的硅芯片焊層、DBC中的銅層以及銅底板的影響［14］，多芯片并聯(lián)模塊的芯片結溫計算若采用不考慮熱耦合的常規(guī)結溫計算模型，結果將出現(xiàn)較大評估誤差。為了計及芯片間熱耦合對結溫計算的影響，本文引入等效耦合熱阻抗概念，其表征周邊某芯片施加單位功率損耗時目標芯片穩(wěn)態(tài)最高結溫的增量，計算公式如下：

在芯片m上施加功率損耗激勵Pm時，芯片n的穩(wěn)態(tài)最高結溫從未施加損耗時的Ta升至Tjn。

對于多個芯片熱源的耦合影響，可得其等效耦合熱阻抗矩陣Zcouple為：

其中，Zth（1，2）表示芯片 2 對芯片 1 的耦合熱阻抗，其余依此類推。器件的自熱阻抗Zself可表示為：

其器件自阻抗矩陣的參數(shù)通過有限元仿真獲取。因此，結合器件自熱阻抗Zself，考慮多芯片熱耦合的功率模塊結溫計算可表示為：

其中，Tj、Tc以及 Ploss皆為 n×1矩陣。 結合上述公式，進一步建立考慮熱源耦合影響的多芯片功率模塊的改進熱網絡模型如圖6所示。

圖6 考慮熱耦合影響的IGBT模塊改進熱網絡模型Fig.6 Improved thermal network model of IGBT module considering thermal couple effects

從圖6中可知，相比于未考慮熱耦合的常規(guī)熱網絡模型，本文提出的改進熱網絡模型考慮了目標芯片周邊各個芯片熱源對其熱耦合影響，同時模型熱阻抗參數(shù)采用有限元方法獲取，其結溫探測點可靈活控制，可實現(xiàn)多芯片并聯(lián)功率模塊內部芯片結溫更為有效的評估。

3 耦合熱阻抗參數(shù)提取

為了進一步得到結溫計算改進熱網絡模型中的自熱阻抗及耦合熱阻抗參數(shù)，采用有限元法分析其功率芯片間的損耗和結溫關系［7，14］。即通過在某芯片上施加一單位脈沖損耗P，監(jiān)測該芯片及周邊芯片的穩(wěn)態(tài)結溫最大值，具體流程如圖7所示。

圖7 功率模塊熱阻抗參數(shù)提取流程Fig.7 Flowchart of thermal impedance extraction for power module

根據(jù)式（2），經擬合計算可得IGBT模塊的結殼熱阻抗參數(shù)如表2所示。表中，RIGBT和τIGBT分別為IGBT的熱阻、熱容值；RFWD和τFWD分別為FWD的熱阻、熱容值。

表2中每列的數(shù)據(jù)分別表示IGBT和FWD的4組Foster熱網絡參數(shù)。此外，根據(jù)式（3），經擬合計算可得IGBT模塊耦合熱阻Rcouple（℃/W）和熱容Ccouple（J/℃）如表3所示?？紤]其芯片布局的對稱性，表中只列出了4個芯片間的耦合熱阻抗。

表2 IGBT模塊的結殼熱阻抗參數(shù)Table 2 Parameters of junction-case thermal impedance for IGBT module

表3 IGBT模塊的耦合熱阻抗參數(shù)Table 3 Parameters of thermal coupling impedance for IGBT module

表3中，T1行的數(shù)值分別為芯片 T2、D1、D2對芯片T1的耦合熱阻抗，即式（4）所示耦合阻抗矩陣的第1行，其余行依此類推。從表中的結果可以看出，任意2個不同的芯片，其相互之間的耦合熱阻抗基本相同。此外，當芯片尺寸不變時，隨著芯片的距離增加，其耦合熱阻減小。圖8給出了以芯片T1為例，在不同的芯片T1、T2間距下，其耦合熱阻的變化曲線。

圖8 耦合熱阻和芯片距離的關系曲線Fig.8 Curve of thermal coupling impedance vs.interval between chips

從圖中可知，隨著芯片距離的增加，其芯片間的耦合熱阻近似按指數(shù)規(guī)律遞減［18］，且當距離大于10mm時，其耦合熱阻接近0，可忽略其芯片熱源耦合因素的影響。對于圖1中整個功率模塊，由于每4組IGBT/FWD之間的間隔大于10 mm，所以本文基于其中1/4模塊單元對功率模塊芯片熱耦合影響及其芯片結溫進行研究。因此，在第4節(jié)模型驗證的研究中，當計算芯片T1的結溫時，僅考慮周邊芯片D1、D2和T2的熱耦合影響；當計算芯片T2的結溫時，考慮芯片 D1、D2、D3及 T1、T3對其熱耦合影響。

4 實例驗證

為了進一步驗證考慮多芯片熱源耦合影響的變流器功率模塊結溫計算改進模型的有效性，本文將風速為8 m/s對應的器件損耗作為有限元仿真模型的激勵輸入，利用瞬態(tài)分析求解出其功率模塊結溫波動曲線；并搭建基于PLECS的DFIG動態(tài)模型。

2 MW雙饋風電機組及變流器主要參數(shù)：額定電壓UN為690 V；直流側電壓Udc為950 V；額定頻率fN為 50 Hz；同步轉速 nn為 1500r/min；定子電阻 Rs為 0.022 Ω；轉子電阻 Rr為 0.0018 Ω；定子漏感 Lsl為0.012 mH；轉子漏感Lrl為0.05 mH；定、轉子互感Lm為 2.9 mH；轉子轉動慣量Jg為75 kg·m2；變流器功率模塊管殼至散熱器熱阻抗Zch中Rch為18℃/kW，Cch為7.6J/℃； 散熱器熱阻抗Zha中Rha為80℃/kW，Cha為1320.8 J/℃；環(huán)境溫度Ta為50℃。在PLECS中采用上述提出的改進熱網絡模型，分別計算了相同損耗下處于邊緣位置的芯片T1和非邊緣位置的芯片T2的結溫，如圖9所示，圖中還列出了未考慮芯片間熱耦合影響的常規(guī)模型的計算結果。

圖9 不同位置的芯片結溫比較Fig.9 Comparison of junction temperature between chips at different locations

從圖中不同位置芯片結溫的計算結果對比可知，本文提出的考慮多熱源耦合影響的IGBT模塊結溫計算改進模型的結果和有限元計算結果基本一致，較好地反映了芯片的結溫大小。而常規(guī)模型由于忽略了多芯片間的熱耦合影響，結溫計算的平均值和最大值明顯更小，進一步驗證了IGBT模塊結溫計算改進模型的有效性和必要性。此外，對比圖9（a）和9（b）可知，處于功率模塊非邊緣位置的芯片T2的結溫誤差更大，接近8℃，相比處于邊緣位置的芯片T1，受熱耦合的影響更明顯，且多芯片熱耦合僅影響其結溫大小，對結溫波動幅值和頻率幾乎不影響。

5 結論

本文從實際2 MW雙饋風電機組變流器功率模塊的結構和材料參數(shù)出發(fā)，通過有限元方法分析了IGBT模塊內部多芯片間的穩(wěn)態(tài)耦合熱分布，基于集總參數(shù)法建立考慮芯片間熱耦合影響的變流器IGBT模塊結溫計算改進模型。通過ANSYS/MATLAB獲取其耦合熱阻抗參數(shù)，并與變流器實測殼溫、有限元模型以及未考慮多熱源耦合的常規(guī)結溫計算模型的結果進行對比分析，得出的主要結論如下。

a.風電變流器多芯片并聯(lián)IGBT模塊內部芯片熱源之間相互耦合，影響芯片結溫的準確評估。在計算其內部結溫時，與邊緣位置芯片相比，更需要考慮處于非邊緣位置的硅芯片受熱源耦合的影響。

b.功率模塊內部芯片間耦合熱阻抗參數(shù)的研究表明，芯片間的熱耦合影響與芯片的間距有關，且隨著芯片間距的增大而減小。當芯片間距大于10 mm時，可忽略其熱耦合因素的影響。

c.與變流器實測殼溫及有限元結果的比較表明，多芯片并聯(lián)工作模式下，現(xiàn)有常規(guī)熱網絡模型得到的結溫結果偏小，而本文提出的基于耦合熱阻抗矩陣的改進熱網絡結溫計算模型能很好地反映多芯片熱源的影響，實現(xiàn)更有效的芯片結溫評估。

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