曹攀輝, 周凱波, 程晶晶, 馬雙寶, 聶高寧

(1.華中科技大學自動化學院, 湖北 武漢 430074; 2.華中科技大學電氣與電子工程學院,湖北 武漢 430074; 3.圖像信息處理與智能控制教育部重點實驗室, 湖北 武漢 430074;4.武漢紡織大學機械工程與自動化學院, 湖北 武漢 430074)

0 引 言

隨著油氣開采難度增加,對測井儀器的精度要求越來越高,常規(guī)的測井技術已遠遠不能滿足實際需求。世界主要測井公司逐漸轉向受環(huán)境因素影響小、分辨率高的脈沖中子測井技術的研究[1]。為了節(jié)約成本、提高有效測量精度,脈沖中子儀器發(fā)展朝著多功能組合式發(fā)展[2],這對儀器前端探頭的信號處理電路提出了更高的要求。

本文介紹的電路方法有效解決了脈沖中子全譜采集測井儀前端信號放大和處理的問題。結合元器件的選型,該電路完成了0.1～10 MeV范圍內(nèi)的γ射線(14 MeV脈沖中子轟擊地層元素產(chǎn)生)能量的測量;具有耐高溫(150 ℃)、響應速度快(壓擺率SR>10 V/μs)、線性度好等優(yōu)點;實現(xiàn)了信號波形的有效整形,相對一般電路具有更高精度和準確度,可有效完成地層多種元素能譜數(shù)據(jù)的采集。

1 伽馬閃爍探測器輸出信號特性

脈沖中子與地層元素相作用發(fā)出的伽馬射線首先被伽馬閃爍探測器接收和處理。伽馬閃爍探測器主要由閃爍晶體和光電倍增管組成[3],利用γ射線照射在閃爍體上發(fā)出光子,光電倍增管探測到光子后轉化為電子信號,通過倍增管進行信號倍增形成可檢測和分析的脈沖電信號。以R6667A-01型光電倍增管為例,其部分參數(shù)指標見表1。

表1 R6667A-01參數(shù)指標

從γ射線進入閃爍體到光電倍增管陽極負載上形成脈沖信號,其過程見圖1[4]。

圖1 閃爍探測器工作過程

圖1所示意的陽極脈沖信號形成過程中經(jīng)歷了4個階段。① γ射線進入閃爍體中,閃爍體探測接收γ射線。② 閃爍體將接收的γ射線轉化為光子,BGO晶體的閃爍效率為8 200光子/MeV。③ 閃爍體發(fā)射出光子被光電倍增管的陰極窗接收,閃爍體和光導系統(tǒng)會反射或者吸收大部分光子,光電子會損失;陰極窗接收光子后,產(chǎn)生光電子。R6667A-01型光電倍增管陰極窗光子接收效率約為25%,接收光子后產(chǎn)生光電子量子效率為16.9%。④ 光電子經(jīng)過倍增系統(tǒng)打拿級加速倍增,電子數(shù)量急劇加倍,最終在陽極形成脈沖電信號。R6667A-01倍增系統(tǒng)放大倍數(shù)為5×105。

經(jīng)過上述過程,能量為1 MeV的γ射線,經(jīng)R6667A-01型光電倍增管后,陽極輸出電荷量為8200×1×25%×16.9%×5×105×1.6×10-19C=2.8×10-11C。

2 前置放大器設計

光電倍增管陽極輸出為微弱的電荷信號,這些電荷信號需要經(jīng)過前置放大器進行放大。電荷靈敏型放大器[5]是目前能譜測量系統(tǒng)中使用最多的前置放大器,它具有放大性能穩(wěn)定、噪聲低等優(yōu)點。前放電路采用電荷靈敏型放大電路,輸出信號為脈沖電壓信號[6]。探測器輸出信號為負脈沖信號,電荷靈敏放大器采用反向輸入方式,電路設計見圖2。

圖2 電荷靈敏放大電路

圖2中,由運算放大器U1和緩沖器U2組成電荷靈敏前置放大電路,緩沖器U2主要作用是提供電流驅動,同時滿足電路高速需求。R1作為匹配電阻,其主要作用一方面是匹配同軸電纜的阻抗,一方面是將電流脈沖轉化為電壓脈沖,通常R1取值為50 Ω。C1為隔直流電容,主要作用是過濾信號中的直流信號,其取值與脈沖信號的頻率相關。Rf為反饋電阻,其主要作用一是為反饋電容提供放電路徑,另一是為直流部分提供負反饋通道,防止電路產(chǎn)生振蕩自激,提高電路的穩(wěn)定性。為了保證Cf上電荷積累,減少彈道虧損,防止放電過快造成信號的過沖,Rf的選取一般在MΩ量級。電荷脈沖信號通過電荷靈敏放大電路后輸出端信號電壓為[7]

(1)

當開環(huán)增益Ao>>1,Cf保持恒定,則電荷靈敏放大器輸出信號幅度只與探測器輸出電荷量Q成正比[8]。反饋電容Cf選取十分關鍵,Cf過大則噪聲大,信噪比小;Cf過小則反饋深度小,輸出幅度穩(wěn)定性變差。綜合考慮信噪比、反饋深度、放大器輸出電壓等因素,選取高精度、高穩(wěn)定性能的電容作為反饋電容,取值100 pF左右。

采用Orcad軟件對實驗測試電路進行仿真調(diào)試分析,電荷靈敏前置放大器輸入輸出信號的PSPICE仿真波形見圖3。藍色信號Vi為輸入50 mV,脈沖寬度為5 μs的負脈沖信號,紅色信號Vo為仿真輸出的放大信號。經(jīng)過反向放大后,得到放大的正脈沖電壓信號,實現(xiàn)了電荷負脈沖信號的放大處理要求,對于探測器輸出信號周期短,幅值小等特點,電荷靈敏放大器輸入阻抗高、開環(huán)增益大、輸出穩(wěn)定性好、較寬的帶寬和響應速度快的特性能夠符合要求。

圖3 前放電路輸入輸出信號PSPICE仿真波形

根據(jù)前面對γ射線被探測器接收到在光電倍增管陽極負載上形成脈沖信號過程的介紹,晶體采用BGO晶體,光電倍增管采用R6667A-01,1 MeV的γ射線,探測器相應輸出電荷量為2.8×10-11C。在上述前置放大器設計中反饋電容Cf取為100 pF時,0.1～10 MeV能量范圍內(nèi)的伽馬射線對應幅度為0.028～2.8 V。運算放大器采用LT1363,其供電電壓為±12 V,響應速率為1 000 V/μs,帶寬為70 MHz,能夠提供足夠線性放大區(qū)域,滿足高頻快速放大。緩沖芯片采用BUF634,其供電電壓為±2.5±18 V,響應速率為3 000 V/μs,帶寬可達到180 MHz,并且擁有良好的噪聲特性。

前放電路壓擺率計算公式為

SR=2πfVpk

(2)

式中,f為最大頻率,一般認為是帶寬;Vpk是放大輸出信號的最大峰值。圖4為前置放大電路在150 ℃下穩(wěn)定1 h后進行256次平均采樣測量的放大性能分析。輸入信號峰峰值在1 000～4 000 mV,頻率在100 kHz～2 MHz范圍內(nèi),放大倍數(shù)為5.22,前放電路帶寬可達1.5 MHz(到2 MHz會產(chǎn)生2%的放大倍數(shù)衰減),并在輸入信號峰峰值在4 000 mV范圍內(nèi),表現(xiàn)出良好的線性特性,壓擺率SR=166,遠遠高于脈沖信號轉換速率要求。

圖4 前放電路150 ℃放大性能測試

3 信號整形處理電路的設計

伽馬探測器檢測到的信號非常微弱,輸出的脈沖信號上升快,下降慢,同時會產(chǎn)生一定的下沖。這些因素以及外界環(huán)境噪聲的干擾對于信號的測量有著較嚴重的影響,因此需要對信號進行整形處理。信號整形處理電路主要包括基線恢復電路、零極相消電路、CR-RC(微分-積分)電路等。

圖5 信號濾波整形電路

圖5中,信號輸入以后經(jīng)過基線恢復電路,一方面是為了消除由于探測器輸出信號通過前置放大器后,系統(tǒng)沖擊響應具有緩慢衰減的尾部,尾部引起的基線偏移[9];另一方面是為了消除信號通過RC網(wǎng)絡時電容充放電產(chǎn)生的基線偏移,基線恢復電路部分中由C1、R2、R3、D1、D2構成,最終達到減小基線漲落,消除電路中溫度影響、電抗參數(shù)、幅度測量畸變造成的基線偏移[10]。

圖5中,基線恢復后的S1信號經(jīng)由U1組成的運算放大電路,送入微分電路[11]。光電倍增管輸出脈沖信號周期很短,受限于部分元器件的轉換速率,運算放大器U1可以起到隔離和緩沖的作用。經(jīng)過U1后得到信號S2,再通過由C3和R7組成的微分電路。由于在前置放大電路中輸入電阻不為∞,輸出電壓信號呈指數(shù)衰減,信號一般呈雙極性,產(chǎn)生過零下沖,影響系統(tǒng)對于正常信號的放大性能,因此需要采用一個零極相消電路對信號進一步調(diào)整,保證微分后的輸出信號為單極性信號[12]。

圖5中信號經(jīng)過由C3和R7組成的微分電路后傳遞函數(shù)為

(3)

式中,τf=R5C2,τ=R7C3。

式中,傳遞函數(shù)含有一個值為0的點,理論上會造成信號波形的雙極性過沖。經(jīng)過PSPICE仿真電路實驗調(diào)試,仿真結果如圖6所示,藍色信號為微分電路輸入信號S2,紅色信號為微分電路輸出信號S3。微分電路輸出的信號S3拖尾得到了改善,但是產(chǎn)生了不良的過零下沖。

圖6 微分前后PSPICE仿真波形

為了消除微分電路產(chǎn)生的過沖現(xiàn)象,需要在CR網(wǎng)絡的電容C2上并聯(lián)一個電阻R6,傳遞函數(shù)為

(4)

(5)

如此處理后,0值點消除,輸入脈沖頂部較大的衰減常數(shù)變小,既達到加快信號下降的目的,也消除了信號過零下沖。信號處理仿真效果見圖7,藍色信號為零極相消電路輸入信號S2,紅色信號為零極相消電路輸出信號S3。信號S3的拖尾以及過零下沖基本消除。

圖7 零極相消電路PSPICE仿真波形

圖8 積分前后PSPICE仿真波形

經(jīng)過零極相消微分電路處理后,信號下降加快,波峰變尖,不利于峰值信號的準確采集,因此需要將波峰進行展寬,對信號進行積分處理。但為了避免無源CR和RC間相互干擾和影響,在CR和RC之間用一級運放來進行隔離。積分電路通過圖5電路中的R10、C5實現(xiàn)。經(jīng)過PSPICE仿真電路實驗調(diào)試驗證,仿真結果見圖8,藍色信號為積分電路輸入信號S3,紅色信號為積分電路輸出信號Vo。信號S3經(jīng)過積分電路后,信號Vo實現(xiàn)展寬。如果經(jīng)過一級CR-RC電路后,信號波形沒有達到要求,可以適當增加CR或者RC的級數(shù)。

4 電路性能測試結果

經(jīng)過對前端信號特征分析計算,結合電路的PSPICE調(diào)試仿真,完成實物電路元器件選型、PCB繪制和電路焊接工作。圖9為捕獲的伽馬射線經(jīng)過伽馬光電探測器轉化為脈沖電信號后,經(jīng)由電荷靈敏放大電路和濾波整形電路測試輸出效果。圖9中,信號3為經(jīng)過電荷靈敏放大器反向放大和基線恢復后的脈沖電壓信號;信號2(較窄波形信號)為經(jīng)過零極相消微分電路后的信號波形;信號1為經(jīng)過積分電路后的信號波形。通過對實測信號波形的分析,實驗電路驗證了理論設計和PSPICE的調(diào)試結果;實現(xiàn)了核脈沖中子測井儀前端信號的放大和濾波整形處理,達到了信號采集分析的要求。

圖9 電荷靈敏放大以及濾波整形后信號輸出測試結果

5 結 論

(1) 通過理論分析和計算,采用BGO晶體和R6667A-01型光電倍增管為儀器前端探頭,給出了前端信號電荷量與γ射線能量計算關系和信號波形特性。

(2) 根據(jù)光電倍增管輸出脈沖電荷信號特性,確定了前置放大電路設計方案,給出電荷靈敏放大電路中反饋電容Cf與輸出脈沖電壓信號計算關系,完成了放大電路150 ℃高溫放大性能和轉換速率(壓擺率SR遠遠高于10 V/μs)的測試。

(3) 通過仿真分析和理論計算,設計了基線恢復電路、零極相消電路和CR-RC電路。通過對時間常數(shù)參量的調(diào)整,實現(xiàn)波形整形。實驗中完成了自然環(huán)境伽馬射線的測量, 自然伽馬射線經(jīng)過 BGO晶體和R6667A-01型光電倍增管后輸出信號上升時間約為200 ns,下降時間約為2 μs,經(jīng)過整形處理后,上升時間約為0.4 μs,下降時間約為0.6 μs。波峰寬度滿足ADC采集時間需求。該電路能滿足較大范圍(峰峰值0～4 000 mV,頻率10 kHz～2 MHz)脈沖信號高速放大整形,可根據(jù)實際脈沖信號特性,對零極相消電路和CR-RC電路的時間常數(shù)參數(shù)進行設計,最終實現(xiàn)能譜數(shù)據(jù)采集。

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