摘 要： 針對(duì)光伏離網(wǎng)逆變器功率小且SPWM控制算法實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的問題，研究了SPWM數(shù)字化實(shí)現(xiàn)方法，提出一種基于STM32F030超值系列單片機(jī)的大功率、低成本光伏離網(wǎng)逆變器實(shí)現(xiàn)方案。該方案先將光伏蓄電池中的直流電逆變?yōu)楣ゎl低壓交流電，再用工頻變壓器升壓到市電。其中，為控制電路供電的DC/DC電源實(shí)現(xiàn)了寬電壓輸入范圍跳周期調(diào)制，降低開關(guān)損耗；逆變橋臂用7個(gè)MOSFET代替1個(gè)IGBT，降低成本，增大輸出功率，最大輸出功率達(dá)6 720 W?？刂扑惴ㄉ咸岢龈倪M(jìn)的SPWM數(shù)字化實(shí)現(xiàn)方法，該方法易于在低成本微控制器上實(shí)現(xiàn)，進(jìn)一步降低控制成本。通過實(shí)驗(yàn)證明，該逆變器帶負(fù)載時(shí)穩(wěn)定輸出220 V工頻正弦交流電。

關(guān)鍵詞： 光伏離網(wǎng)逆變器； SPWM算法； DC/DC調(diào)制模式； 電壓電流采樣； 過零點(diǎn)檢測(cè)； 溫度測(cè)量

中圖分類號(hào)： TN602?34； TM464 文獻(xiàn)標(biāo)識(shí)碼： A 文章編號(hào)： 1004?373X（2016）14?0166?05

Design of a low?cost and high?power photovoltaic off?grid inverter

LI Shiguang， WANG Qingli， GAO Zhengzhong， XU Huanqi， WU Rao

（College of Electrical Engineering and Automation， Shandong University of Science and Technology， Qingdao 266590， China）

Abstract： Since the photovoltaic （PV） off?grid inverter’s power is too low and the SPWM control algorithm for it is complex to implement， the SPWM digital implementation method is studied， and a implementation scheme of high?power and low?cost PV off?grid inverter based on STM32F030 microcontroller is proposed. With the scheme， the direct current in PV cell is inverted into the low?voltage alternating current of power frequency， and then the alternating current is boosted to the electric supply through the power frequency transformer. The DC/DC power supplying for the control circuit can realize the wide range voltage input and pulse skipping modulation to reduce the switching loss. The inverter bridge arm is composed of 7 MOSFETs instead of 1 IGBT， which can reduce the cost and increase the output power （the maximum output power can reach up to 6 720 W）. The improved SPWM digital realization method is proposed for the control algorithm. The method is liable to implement on low?cost microcontroller， and can further reduce the control cost. The experimental results show that the inverter can output the stable 220 V alternating current while loaded.

Keywords： photovoltaic off?grid inverter； SPWM algorithm； DC/DC modulation mode； voltage and current sampling； zero crossing point detection； temperature measurement

近年來太陽能發(fā)電技術(shù)發(fā)展迅速，日漸成熟。其中，DC?AC逆變作為光伏發(fā)電的核心技術(shù)，成為研究的熱點(diǎn)[1]。光伏逆變器又可分為光伏并網(wǎng)逆變器和光伏離網(wǎng)逆變器，光伏離網(wǎng)逆變器即發(fā)即用，電能存儲(chǔ)于光伏蓄電池中，無需并網(wǎng)，其要求體積小、成本低且穩(wěn)定可靠。傳統(tǒng)的光伏離網(wǎng)逆變器有兩種實(shí)現(xiàn)方法：一種將光伏蓄電池中的低壓直流電能通過DC/DC升壓到直流高壓（330～400 V），再通過光伏逆變器輸出220 V市電；另一種先將光伏蓄電池中的低壓直流電通過光伏逆變器輸出低壓工頻正弦交流電，再通過升壓變壓器升壓到220 V市電。第一種方案中，逆變器體積小，但DC/DC升壓模塊功率較小，適用于功率小的場(chǎng)合。本設(shè)計(jì)在第二種方案的基礎(chǔ)上進(jìn)行改進(jìn)，提出一種高穩(wěn)定性、低成本、大功率，適用于船舶、太陽能路燈以及偏遠(yuǎn)地區(qū)直流微網(wǎng)的光伏離網(wǎng)逆變器設(shè)計(jì)方案。

1 系統(tǒng)結(jié)構(gòu)

該逆變器分為四個(gè)單元：主控制單元、單相逆變橋單元、交流控制單元和變壓器單元。其中，主控制單元以ST（意法半導(dǎo)體）公司生產(chǎn)的超值系列芯片STM32F030RCT6為微控制器，該芯片價(jià)格與C51單片機(jī)相當(dāng)，擁有32位的數(shù)據(jù)處理能力，48 MHz的工作頻率以及豐富的定時(shí)器和ADC外設(shè)資源，滿足低成本光伏離網(wǎng)逆變器的控制需求。另外，主控制單元實(shí)現(xiàn)逆變橋的SPWM控制信號(hào)數(shù)字化輸出，對(duì)逆變橋的溫度實(shí)時(shí)監(jiān)控，對(duì)輸出工頻32 V交流電能信號(hào)實(shí)時(shí)檢測(cè)，電壓電流過零點(diǎn)檢測(cè)。逆變器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)如圖1所示。

單相逆變橋的四個(gè)橋臂分別由7個(gè)N溝道電力MOS管組成，該單元將光伏蓄電池中的直流電逆變成32 V交流電。交流控制單元主要由繼電器和電壓電流采樣電路組成，負(fù)責(zé)對(duì)逆變橋輸出的低壓工頻交流電信號(hào)采樣，并反饋給主控制板，實(shí)時(shí)接收主控制板的保護(hù)動(dòng)作信號(hào)。變壓器單元負(fù)責(zé)將工頻低壓交流電變?yōu)?20 V市電。各個(gè)控制單元模塊化設(shè)計(jì)，單獨(dú)設(shè)計(jì)PCB電路板，便于維護(hù)和升級(jí)，便于產(chǎn)品化推廣。

2 硬件電路設(shè)計(jì)

光伏蓄電池經(jīng)過兩級(jí)DC變換后作為主控電路的電源，各部分電路的參考由正激變壓器隔離，硬件電路設(shè)計(jì)部分使用GND，GND1，GND2和GND3加以區(qū)別。

2.1 電源設(shè)計(jì)

光伏蓄電池作為整個(gè)光伏逆變器的電源，其電壓隨著剩余電量和內(nèi)阻的變化波動(dòng)（如12 V的蓄電池端電壓可以在10～16 V之間變化）[2]。本設(shè)計(jì)將蓄電池的直流電能，經(jīng)過兩級(jí)帶隔離的正激式DC/DC變換后，輸出穩(wěn)定的電壓供給控制電路。第一級(jí)DC/DC以蓄電池為輸入源，輸出穩(wěn)定的±12 V。其中，-12 V為信號(hào)調(diào)理電路提供負(fù)電源；12 V分為兩路，一路經(jīng)過線性穩(wěn)壓器LM7805，SM1117后輸出3.3 V給單片機(jī)供電，另一路作為第二級(jí)DC/DC的輸入電源。第二級(jí)DC/DC輸出四路24 V電壓，分別給四組MOS管驅(qū)動(dòng)電路供電。第一級(jí)DC/DC電路原理如圖2所示。

采用電流模式PWM控制芯片UC2845作為DC/DC的驅(qū)動(dòng)，通過設(shè)計(jì)電壓反饋回路，使其在負(fù)載較小時(shí)，工作于跳周期調(diào)制方式[3]，降低開關(guān)損耗，提高電源的轉(zhuǎn)換效率。另外，光伏蓄電池輸出電壓波動(dòng)時(shí)，電壓反饋回路與變壓器變比相配合，保證第一級(jí)DC/DC穩(wěn)定輸出。UC2845以峰值電流控制模式驅(qū)動(dòng)PWM信號(hào)輸出，通過RT與CT的阻值確定開關(guān)頻率，PWM驅(qū)動(dòng)信號(hào)的頻率為RT與CT充放電頻率的一半[4]。本設(shè)計(jì)中，PWM信號(hào)頻率為103 kHz，其計(jì)算公式為：

[f=12?RT?CT] （1）

DC/DC正激變壓器設(shè)計(jì)有四個(gè)繞組，L1為變壓器磁芯復(fù)位繞組、L2為初級(jí)繞組、L3，L4，L5為次級(jí)繞組。其中，初級(jí)和次級(jí)繞組變比為48∶40，L3為UC2845供電，L4和L5輸出±12 V。DC/DC跳周期調(diào)制模式的原理為：UC2845內(nèi)部誤差放大器的輸出端COMP與負(fù)輸入端Vfb不接反饋電阻，使其工作于比較器模式，當(dāng)L4輸出電壓Vout大于輸出電壓設(shè)定值Vset時(shí)，SC4431驅(qū)動(dòng)線性光耦PC817導(dǎo)通，Vfb被上拉到參考電壓值Vref（5 V），UC2845內(nèi)部電流檢測(cè)比較器反相輸入端拉低，PWM輸出信號(hào)關(guān)斷。其中，Vset計(jì)算公式如下：

R8，C6，D6組成充放電型RCD吸收回路，保證IRF640N可靠關(guān)斷，防止過電壓或者過電流對(duì)其造成損害；R1，R2，D1，D2和Q1組成啟動(dòng)電路，上電瞬間，三極管Q1導(dǎo)通，給UC2845供電，當(dāng)DC/DC啟動(dòng)后，Q1關(guān)斷，TVS管D1陰極電壓鉗位到15.3 V。另外，通過R3，R4，D3調(diào)節(jié)內(nèi)部電流反饋比較器反相輸入端電壓，以減小采樣電阻阻值，進(jìn)一步降低開關(guān)損耗。第二級(jí)

DC/DC變流器輸入穩(wěn)定的12 V電壓，其正激變壓器變比為1∶2，省去電壓反饋回路，電路原理圖與圖2一致。

2.2 電壓電流采樣電路

電壓電流采樣電路實(shí)現(xiàn)電壓電流閉環(huán)控制和保護(hù)，需要在干擾環(huán)境中采樣高精度的電壓電流值。為提高采樣電路抗共模干擾性能，兩級(jí)運(yùn)算電路選擇反相端輸入，同相端接地的結(jié)構(gòu)。電能信號(hào)經(jīng)過兩級(jí)反相運(yùn)算后供ADC采樣，保持極性不變。另外，第一級(jí)運(yùn)算放大器選擇溫漂小、放大倍數(shù)大的MC33178，整個(gè)采樣電路的輸入輸出關(guān)系如下：

式中：[Uout]為采樣電路輸出電壓；[Uin]為逆變橋輸出的低壓工頻交流電信號(hào)。ADC的電壓采樣范圍為0～3.3 V，只能采樣正半周正弦信號(hào)。為實(shí)現(xiàn)負(fù)半周采樣，第二級(jí)運(yùn)放與整流電路相配合，將負(fù)半周信號(hào)變換為對(duì)稱的正半周信號(hào)。信號(hào)調(diào)理電路中運(yùn)算放大器±12 V供電，輸出范圍（-12 V，12 V），防止ADC輸入信號(hào)幅值超限，D12和D13組成電壓鉗位電路，將輸入電壓鉗位到（-0.7 V，4 V）。

電流采樣電路中，采用自主設(shè)計(jì)變壓器T1，代替電流互感器。其初級(jí)線圈只有一匝，且線徑粗，次級(jí)線圈有100匝，將電流信號(hào)縮小100倍后經(jīng)R28轉(zhuǎn)換為電壓信號(hào)，作為運(yùn)算電路的輸入源。電流采樣前級(jí)處理電路如圖3所示，第二級(jí)運(yùn)算電路與電壓采樣運(yùn)算電路相同如圖4所示。

2.3 過零點(diǎn)檢測(cè)電路

檢測(cè)電壓過零點(diǎn)的時(shí)間，切換逆變橋的方向臂，使輸出電壓從正半周變換到負(fù)半周。電壓過零點(diǎn)檢測(cè)以電壓檢測(cè)第一級(jí)運(yùn)算電路的輸出信號(hào)作為輸入。其中，比較器LM339采用3.3 V單電源供電，同相輸入端由電阻R33和R34分壓產(chǎn)生3.3 mV輸入信號(hào)，能有效抑制干擾。該電路將正弦信號(hào)變成方波信號(hào)，電路和波形分別如圖5和圖6所示。比較器同相端3.3 mV輸入，使從負(fù)半周到正半周的零點(diǎn)提前Δt，從正半周到負(fù)半周的零點(diǎn)滯后Δt，本設(shè)計(jì)在軟件編程中修正了此誤差時(shí)間Δt。

2.4 MOS管驅(qū)動(dòng)電路

逆變橋每個(gè)橋臂由7個(gè)MOS管JANSR2N7294并聯(lián)組成。其中，JANSR2N7294最大驅(qū)動(dòng)電流120 A，100 V耐壓，按[14]電流利用率計(jì)算，最大輸出功率達(dá)6 720 W。7個(gè)MOS管同時(shí)開通和關(guān)斷的瞬間需要很大的驅(qū)動(dòng)電流。本設(shè)計(jì)用大載流量三極管TIP31和TIP32組成圖騰柱輸出結(jié)構(gòu)，用TLP350驅(qū)動(dòng)，最大驅(qū)動(dòng)電流達(dá)5 A。為保證7個(gè)管子同時(shí)關(guān)斷，設(shè)計(jì)反壓關(guān)斷電路，電路如圖7所示。

2.5 溫度測(cè)量電路

MOS管開關(guān)損耗產(chǎn)生熱量，為防止MOS管溫度過高，對(duì)逆變橋溫度實(shí)時(shí)監(jiān)測(cè)，當(dāng)溫度超過設(shè)定值時(shí)啟動(dòng)降溫風(fēng)扇，實(shí)現(xiàn)逆變器過溫保護(hù)，如圖8所示。

在運(yùn)算電路與電阻橋之間加入對(duì)稱雙運(yùn)放電路，組成兩級(jí)運(yùn)算結(jié)構(gòu)，使其具有儀用運(yùn)算放大器三運(yùn)放結(jié)構(gòu)的優(yōu)點(diǎn)。該電路輸入阻抗接近無窮大，對(duì)下半橋臂傳感器阻值無影響，電路結(jié)構(gòu)對(duì)稱，抗共模干擾能力強(qiáng)，第一級(jí)放大80倍，第二級(jí)放大2倍。

其輸入輸出關(guān)系為：

3 控制算法

脈寬調(diào)制技術(shù)是逆變控制技術(shù)的核心，對(duì)逆變器的整體性能起重要作用。常用的逆變器控制算法有SPWM方法、基于空間矢量的SVPWM和基于線性超越方程的SHEPWM方法等[5]。相對(duì)于后兩種控制算法，SPWM算法在低成本光伏逆變器應(yīng)用方面更具優(yōu)勢(shì)，該算法易于數(shù)字化實(shí)現(xiàn)，運(yùn)算量小，對(duì)低成本處理器支持效果好。SPWM實(shí)現(xiàn)方法有數(shù)字法和模擬法兩種，模擬法用硬件電路實(shí)現(xiàn)，缺點(diǎn)是硬件電路復(fù)雜，且確定后無法修改。

文獻(xiàn)[6]用FPGA實(shí)現(xiàn)基于直接面積等效法的SPWM發(fā)生器設(shè)計(jì)；文獻(xiàn)[7]用DSP和FPGA設(shè)計(jì)多路通用單級(jí)倍頻SPWM發(fā)生器，并提出脈沖競(jìng)爭消除方法；文獻(xiàn)[8]用DSP28335實(shí)現(xiàn)SPWM控制器設(shè)計(jì)。以上三種方案都依賴于高性能處理器芯片DSP或FPGA，成本高，開發(fā)周期長。

文獻(xiàn)[9]提出基于STM32的SPWM控制波形發(fā)生器，但在中斷處理中改變SPWM脈寬值，沒有體現(xiàn)出DMA（直接存儲(chǔ)器存取控制器）的優(yōu)勢(shì)。本設(shè)計(jì)在基于面積等效SPWM數(shù)字化實(shí)現(xiàn)方法的基礎(chǔ)上，提出一種新的實(shí)現(xiàn)方法，該方法易于在低成本微控制器上實(shí)現(xiàn)，成本低、精度高。該算法利用DMA傳送脈寬值，省去中斷處理，解放CPU，同時(shí)解決了在中斷中更新比較寄存器TIM1_CCR數(shù)值處理時(shí)間過長的問題。該算法實(shí)現(xiàn)過程如圖9所示，圖10是載波比為7時(shí)單片機(jī)內(nèi)部時(shí)序。其中，數(shù)字1～7代表半個(gè)周期內(nèi)被載波比分割的平均時(shí)間間隔，每個(gè)間隔內(nèi)觸發(fā)兩次DMA改變TIM1_CCR數(shù)值，以調(diào)節(jié)脈沖寬度。

該算法具體實(shí)現(xiàn)過程為：用Matlab計(jì)算載波比為100時(shí)SPWM脈沖寬度數(shù)值，乘以與輸出比較寄存器TIM1_CCR數(shù)值相對(duì)應(yīng)比例系數(shù)后，存儲(chǔ)于單片機(jī)的FLASH中。設(shè)置STM32高級(jí)定時(shí)器TIM1為中心對(duì)齊的強(qiáng)制輸出模式。在該模式下，TIM1的計(jì)數(shù)器從0開始向上加計(jì)數(shù)，當(dāng)計(jì)數(shù)寄存器TIM1_CNT與TIM1_CCR數(shù)值相同時(shí)，輸出電平反轉(zhuǎn)，TIM1_CNT繼續(xù)向上計(jì)數(shù)，直到與周期寄存器TIM1_ARR數(shù)值相等，然后向下減計(jì)數(shù)，當(dāng)TIM1_CNT的值再次與TIM1_CCR的值相等時(shí)，輸出電平再次反轉(zhuǎn)。SPWM脈寬從最小值到最大值然后再減小到最小值，變化規(guī)律與TIM1中心對(duì)齊模式下TIM1_CNT的數(shù)值變化相同。比較TIM1相對(duì)應(yīng)輸出通道的DMA請(qǐng)求，當(dāng)向上計(jì)數(shù)的數(shù)值與比較寄存器的數(shù)值相等時(shí)，電平反轉(zhuǎn)，觸發(fā)DMA請(qǐng)

求，DMA用下一個(gè)更大的正弦脈寬數(shù)值更新TIM1_CCR，依次類推，直到脈寬最大值，然后向下減計(jì)數(shù)。當(dāng)TIM1_CNT的值與TIM1_CCR相同時(shí)，DMA被觸發(fā)，用下一個(gè)更小脈寬數(shù)值更新TIM1_CCR，依次類推，直到最小脈寬值。一個(gè)定時(shí)器周期對(duì)應(yīng)一個(gè)SPWM正弦半波。

4 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

為驗(yàn)證該設(shè)計(jì)方案的準(zhǔn)確性，制作了一臺(tái)光伏離網(wǎng)逆變器樣機(jī)。實(shí)驗(yàn)過程中，以2個(gè)48 V開關(guān)電源并聯(lián)代替光伏蓄電池，調(diào)壓范圍36～48 V用以模擬光伏蓄電池輸出電壓波動(dòng)。以5個(gè)100 W燈泡為實(shí)驗(yàn)負(fù)載，驗(yàn)證帶負(fù)載時(shí)輸出穩(wěn)定情況，示波器型號(hào)為泰克TDS2024B。其中，光伏逆變橋?qū)嵨飯D如圖11所示。

如圖12（a）所示為STM32F030RCT6輸出的SPWM波形，從圖中可以明顯看出脈沖寬度隨時(shí)間按正弦規(guī)律變化。如圖12（b）為右下橋臂MOS管驅(qū)動(dòng)電路輸出的SPWM波形，載波比為100，調(diào)制波10 kHz，上部CH1信號(hào)是經(jīng)過RC濾波之后的波形，下部CH2信號(hào)為原始SPWM控制波形。從圖12中可以看出等效的正弦波幅值為11 V，這是由于第二級(jí)DC/DC供電電路沒有加電壓反饋回路，電壓開環(huán)運(yùn)行，輸出電壓降落造成。正弦半波的頻率為50.089 6 Hz，符合電能質(zhì)量要求。圖12（c）為工頻變壓器輸出的220 V電壓信號(hào)。

5 結(jié) 論

以STM32F030RC為控制芯片，提出一種大功率、低成本光伏離網(wǎng)逆變器方案。設(shè)計(jì)了低功耗寬輸入范圍DC/DC電源電路；軟硬件結(jié)合，實(shí)現(xiàn)電壓電流過零點(diǎn)精確檢測(cè)；改進(jìn)溫度測(cè)量電路，實(shí)現(xiàn)逆變器的溫度精準(zhǔn)測(cè)量。另外，電壓電流檢測(cè)電路具有高抗干擾性能，還設(shè)計(jì)浪涌、雷擊保護(hù)電路以及輸出濾波電路。通過實(shí)驗(yàn)證明，該光伏離網(wǎng)逆變器達(dá)到預(yù)期的輸出效果，其結(jié)構(gòu)簡單，設(shè)計(jì)成本低，輸出功率大，具有實(shí)用價(jià)值，可應(yīng)用于電網(wǎng)無法供電的太陽能直流微網(wǎng)中。值得注意的是，該逆變器沒能實(shí)現(xiàn)7個(gè)并聯(lián)MOS管均流運(yùn)行，仍然需要改進(jìn)和研究。

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