［楊進超 王福江 劉恒］

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一種軟件無線電射頻前端方案設計與實現(xiàn)*

［楊進超 王福江 劉恒］

摘要

針對傳統(tǒng)軟件無線電射頻前端存在鏡像頻率干擾、通道帶寬窄、使用不靈活等缺點，提出了一種采用微帶線抗混疊濾波器加兩級混頻架構的射頻前端方案，分析了其中的關鍵技術及解決措施，并給出了仿真結果。最后以空中GSM蜂窩網(wǎng)信號作為測試信號，驗證了該方案的可行性。

關鍵詞：軟件無線電 微帶線濾波器 兩級混頻 射頻前端

楊進超

重慶郵電大學碩士研究生，研究方向為軟件無線電，導航雷達。

王福江

重慶郵電大學碩士研究生，研究方向為軟件無線電。

劉恒

重慶郵電大學重慶郵電大學移動通信技術重點實驗室。

軟件無線電是一種以開放式體系架構為基礎，在通用硬件平臺上應用軟件技術實現(xiàn)具有最大靈活性和適應性的各種無線通信方式和功能的系統(tǒng)，其核心技術是將寬帶A/ D/A盡量靠近天線，并將無線電通信的各種功能盡可能采用軟件來進行定義[1]。軟件無線電主要有射頻前端和基帶信號處理兩部分，近年來，隨著對此技術研究的深入，不同通信制式的基帶處理算法已日趨成熟，而射頻前端卻由于多種技術難點的限制發(fā)展緩慢，射頻前端技術的優(yōu)良直接決定著軟件無線電系統(tǒng)的靈活性和性能[2]?；诖?，在前人研究的基礎上，本文提出了一種微帶線抗混疊濾波加二級混頻架構的射頻前端解決方案，可真正實現(xiàn)軟件定制化，且使用靈活、方便。

1 方案對比分析

在軟件無線電系統(tǒng)中，不同的射頻前端結構對應著不同的采樣方式，而且也影響其后續(xù)的處理方式和速度。根據(jù)采樣方式的不同，軟件無線電分為射頻低通、射頻帶通、零中頻和中頻帶通4種采樣方式。以下簡單介紹這4種方法：

（1）射頻低通采樣結構是指從天線進來的射頻信號不經(jīng)過任何混頻，經(jīng)放大后直接進入AD進行采樣。設為射頻信號最高工作頻率，r為寬帶濾波器矩形系數(shù)，根據(jù)Nyqiust采樣定理，采樣速率滿足

針對100~3000MHz射頻前端信號而言，即使允許過渡帶混疊，采樣速率也至少大于6GHz。如此高的采樣率，一般的AD采樣芯片很難滿足。目前TI公司產(chǎn)的寬帶高速AD采樣芯片采樣率最高為3GHz，且還有進口限制等問題。而且當需要采用大動態(tài)、多位數(shù)時，該技術在實現(xiàn)上就更加困難。由此可見，盡管該技術有著軟件無線電最理想的電路結構，但如此高的采樣速率，硬件上難以實現(xiàn)。

（2）射頻帶通采樣是在使用奈奎斯特帶通采樣定理對射頻前端的信號進行采樣，在AD采樣之前必須要加一高Q值電調(diào)濾波器。這種采樣結構除需要一個主采樣頻率外，還需M 個盲區(qū)采樣頻率，而多種采樣頻率無疑會增加系統(tǒng)的復雜性。另外如此高性能的電調(diào)濾波器，其矩形系數(shù)特性也很難滿足[3]。

（3）零中頻結構也叫直接變頻結構，其原理是產(chǎn)生一個與射頻同頻的本振信號，直接與射頻信號進行混頻，這樣接收機直接將射頻信號下變頻至基帶[4]。該技術可以有效地克制鏡像抑制的問題，并且減小了接收機對外界的輻射，避免多級高增益高頻放大器工作時容易產(chǎn)生的自激現(xiàn)象。雖然零中頻結構接收機擁有諸多優(yōu)點，但也同時存在著I/Q失配、直流偏移的問題，因此零中頻架構并不常用。

（4）中頻帶通采樣結構即現(xiàn)在普遍使用的超外差結構，其基本原理是將天線耦合接收的射頻信號通過小信號放大和模擬混頻轉(zhuǎn)換為固定頻率的中頻信號，然后送入AD進行采樣。這種直接對中頻信號進行采樣的方法大大降低了對AD采樣芯片高性能的要求，解決了射頻前端信號處理的難點，因此此種結構得到了普遍應用。近年來出現(xiàn)的多種接收機也都是基于超外差結構形式，比如2012年，BEEcube公司推出的miniBEE平臺；2013年智源電子和Lime Microsystems聯(lián)合開發(fā)的Myriad-RF射頻板卡等。因此基于超外差的軟件無線電射頻前端架構依然是今后研究的重點。

2 總體方案設計

超外差結構是目前最成熟的射頻接收機拓撲結構，多級頻率轉(zhuǎn)換可減小本振頻率泄漏的影響。但傳統(tǒng)的超外差結構同樣也存在缺陷，最嚴重的就是鏡像干擾問題[5]。為了解決鏡像干擾的難題，常用的解決方案是針對不同制式的通信標準，在混頻器前加高Q值濾波器，不同頻點的濾波器可以增加接收機的動態(tài)范圍并有效抑制帶外干擾，因此超外差結構接收機在很長時間段內(nèi)得到普遍應用。然而，該種方式也存在不足，一是高Q值濾波器在工程上難以實現(xiàn)；二是要實現(xiàn)每一種制式的通信就必須更換相應的濾波器，這完全違背了軟件無線電在通用硬件平臺實現(xiàn)“軟件可定制”的思想。針對這個難題，本文提出了微帶線抗混疊加二級混頻架構的超外差式接收機方案。

2.1 超外差式兩級混頻架構

根據(jù)上小節(jié)對接收機射頻前端的幾種常見結構的分析，本文采用微帶線鏡像抑制濾波加兩級混頻結構作為接收機射頻前端的解決方案。采用超外差結構作為接收機射頻前端解決方案鏡像干擾問題是關鍵，本方案接收鏈路結構框圖如1所示。

圖1 接收鏈路示意圖

由圖1可以看出，射頻信號經(jīng)天線耦合進入接收鏈路，采用一款噪聲系數(shù)較小的低噪聲放大器對接入的射頻信號進行功率放大。放大后的射頻信號首先經(jīng)一款微帶線鏡像抑制濾波器進行濾波，然后將濾波后的射頻信號送入一級混頻器進行混頻。一級混頻器采用的本振頻率與射頻信號頻率相差較大，從而導致鏡像干擾信號頻率與有用射頻信號頻率之間相差更大。如此一來，系統(tǒng)對鏡像抑制濾波器的性能要求并不會很高，采用一款普通濾波器即可以有效地抑制鏡像干擾信號。

一級混頻后的射頻信號頻譜被搬移到某一固定頻點處，采用一款高Q值的窄帶濾波器濾出有用信號，此濾波器Q值較高，具有很好的選通特性。經(jīng)窄帶濾波器后的有用信號進一步進行功率放大，由于放大器正常工作時會引入一些不必要的噪聲，經(jīng)放大后的有用信號需要再一次進行窄帶濾波。

經(jīng)過第二級窄帶濾波器后的信號直接進入第二級混頻器，第二級混頻器將有用信號下變頻至某一固定中頻。由于第二級窄帶濾波器的Q值較高，可以有效地抑制第二級混頻器可能出現(xiàn)的鏡像干擾；二級混頻后的中頻信號經(jīng)中頻放大、中頻濾波后直接被送入A/D采樣芯片進行模數(shù)轉(zhuǎn)換。至此，接收鏈路完成了射頻信號的接收。

2.2 系統(tǒng)整體架構

系統(tǒng)的整體架構如2所示，信號分為3個通路，兩條接收通路，一條發(fā)射通路。整體由五部分組成：控制模塊，接收模塊，發(fā)射模塊，時鐘模塊，電源模塊。接收模塊主要負責射頻信號的正確接收?？刂颇K主要用于系統(tǒng)所需的各項控制，包括功率控制、增益控制、頻率控制等。時鐘模塊作為系統(tǒng)時鐘源，其主要職責為產(chǎn)生混頻器所需的本振LO信號以及AD和DA芯片所需的采樣信號。時鐘模塊通過改變混頻器本振LO的頻率實現(xiàn)不同射頻信號的接入。發(fā)射模塊主要負責射頻信號的發(fā)射，電源模塊為系統(tǒng)提供電源。

圖2 系統(tǒng)整體架構圖

3 關鍵技術及仿真

3.1 超寬帶微帶線濾波器設計與仿真

傳統(tǒng)濾波器一般由 LC 搭建而成，而一般的LC 濾波器存在諸多缺點。當工作頻率較低時，需要的電感和電容數(shù)值都很大，使得濾波器體積和質(zhì)量大；當工作頻率較高時，LC 濾波器會產(chǎn)生寄生效應，寄生效應會嚴重影響濾波器性能。本方案采用的微帶線濾波器不但體積小質(zhì)量輕，且不存在寄生效應，可以有效地克服 LC 濾波器的缺點[6]。

本方案中采用微帶線濾波器對天線下來的100MHz~3GHz信號進行分段接收，100~1800MHz為低通段，1.8~3GHz為帶通段。下面以低通微帶線濾波器為例說明設計的過程。

為了滿足1800MHz通帶帶寬指標，本方案中的微帶線低通濾波器設計為切比雪夫型濾波器。為了保證濾波器輸入輸出端口與50 歐阻抗線匹配，將濾波器源阻抗和負載阻抗均設置為50歐，帶內(nèi)波紋設置為1dB，通帶截止頻率為1800MHz，阻帶截止頻率為2500MHz，阻帶截止頻率以外頻段的衰減為40dB。一般情況下，設計的濾波器實際測試性能會略低于仿真結果，故在設置濾波器參數(shù)的時候盡量將濾波器性能設計高一些。

根據(jù)以上參數(shù)得到的LC濾波器如圖3所示，直接對該LC濾波器仿真，仿真結果如圖4所示。由于得到的濾波器是LC濾波器，而LC濾波器在高頻下會產(chǎn)生寄生效應，故需要把LC濾波器轉(zhuǎn)換為微帶線濾波器，本方案采用Richards變換和Kuroda等效實現(xiàn)濾波器的轉(zhuǎn)換。

圖3 LC濾波器

圖4 LC濾波器仿真結果

經(jīng)過變換后得到微帶線濾波器版圖，并對該版圖進行momentum電磁仿真得到仿真結果如圖5所示。由圖4和圖5對比可見，該微帶線低通濾波器滿足指標要求。

3.2 中頻LC濾波電路設計與仿真

根據(jù)接收鏈路總體結構可知，在對中頻有用信號進行A/D采樣之前，需要對中頻信號進行濾波處理。本文以140MHz中頻濾波為例，說明LC濾波電路的設計過程，并給出仿真結果。

圖5微帶線濾波器版圖仿真結果

通過在ADS中使用濾波器設計向?qū)В緸V波器源阻抗和負載阻抗均設置為50歐，帶內(nèi)紋波設置為2dB，通帶低頻截止頻率為110MHz，通帶高頻截止頻率為170MHz，通帶衰減為3dB，阻帶低頻截止頻率為90MHz，阻帶高頻截止頻率為200MHz，阻帶衰減為20dB。根據(jù)以上參數(shù)得到的LC濾波器如圖6所示。

圖6 LC濾波器示意圖

通過在ADS里進行版圖優(yōu)化。并對該優(yōu)化結果進行仿真分析，可得結果如圖7所示。由圖7可知，該版圖LC中頻濾波器指標符合設計要求。

圖7優(yōu)化后的LC濾波器仿真結果

4 測試

該射頻前端接收信號范圍為100~3000MHz，為了驗證系統(tǒng)接收鏈路的正確性，本文以GSM蜂窩網(wǎng)為例對該射頻前端接收鏈路進行驗證。測試環(huán)境如圖8所示。

圖8測試環(huán)境

GSM蜂窩網(wǎng)下行信號頻率范圍為935MHz~960MHz，帶寬為25MHz，中心頻點為947.5MHz，基帶數(shù)據(jù)速率為270.833kbit/s，頻道間隔為200KHz，利用頻譜儀檢測到空中GSM蜂窩網(wǎng)射頻信號頻譜。經(jīng)過一級混頻和二級混頻后的頻譜圖分別如圖9和圖10所示，對比分析可知，一級混頻和二級混頻后信號的頻譜結構是保持一致的。

圖9一級混頻后GSM頻譜圖

圖10二級混頻后GSM頻譜圖

130MHz頻點處的GSM信號經(jīng)中頻濾波后進入中頻放大器進行功率放大，直接對功率放大后的信號進行A/D采樣，采樣速率為104MHz。采樣后得到的中頻數(shù)字信號時域波形如圖11所示，經(jīng)基帶處理后得到的GSM相關峰如圖12所示。結果表明，接收鏈路可以正確接收GSM蜂窩網(wǎng)下行信號，驗證了接收鏈路的有效性。

5 結束語

通過對軟件無線電各種射頻前端方案進行比對分析，本文設計一種新的射頻前端電路，旨在建立一個標準化、通用化、模塊化的軟件無線電射頻平臺，并對其中的關鍵電路微帶線濾波器和LC中頻濾波器進行設計、仿真與分析，最后通過對GSM信號接收驗證，該射頻平臺滿足設計要求，能夠?qū)崿F(xiàn)對多模移動通信信號的接收。后期可根據(jù)實際要求完善該系統(tǒng)。

圖11 GSM信號時域波形圖

圖12 GSM相關峰

參考文獻

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2Tuttlebee W. Software radio-Impacts and implications[C]// Spread Spectrum Techniques and Applications, 1998. Proceedings, 1998 IEEE 5th International Symposium on. IEEE, 1998, 2: 541-545

3Reichhart S P, Youmans B, Dygert R. The software radio development system[J]. Personal Communications, IEEE, 1999, 6(4): 20-24

4廖奎旭, 楊自強, 楊濤. L波段超外差接收機的設計與實現(xiàn)[J]. 電子元器件應用, 2012, 14(10): 58-61

5Namgoong W, Meng T H. Direct-conversion RF receiver design[J]. Communications, IEEE Transactions on, 2001, 49(3): 518-529

6李智群, 王志功. 射頻集成電路與系統(tǒng)[M]. 科學出版社, 2008

DOI:10.3969/j.issn.1006-6403.2016.02.013

收稿日期：（2015-12-21）

基金項目：國家自然科學基金（61301126），重慶市基礎與前沿研究計劃項目（cstc2013jcyjA40041）Foundation Item:The National Nartural Science Foundation of China(No.61301126),The Fundamental and Frontier Research Project of Chongqing(Geant No.cstc2013jcyjA40041)