王 聰，焦 健，王 暢，蔣向北，程 紅

（中國礦業(yè)大學(xué)（北京）機(jī)電與信息工程學(xué)院，北京 100083）

引言

為了能夠應(yīng)用低耐壓的功率開關(guān)器件完成高電壓的能量轉(zhuǎn)換，傳統(tǒng)的功率單元級聯(lián)式多電平功率變流器在整流輸入端需要應(yīng)用體積龐大接線復(fù)雜的工頻移相變壓器，從而導(dǎo)致變流器的整流級體積龐大、笨重、成本高、損耗嚴(yán)重[1-2]。這使其在許多工業(yè)場合的應(yīng)用受到了限制。近年來，為了去掉龐大、笨重復(fù)雜的工頻變壓器，大功率級聯(lián)全控型（IGBT）H橋電力電子整流器在大功率場合的應(yīng)用得到廣泛的關(guān)注和研究[3-5]，其顯著的優(yōu)點(diǎn)是：不需要龐大、笨重復(fù)雜的工頻變壓器，可以應(yīng)用低耐壓的電力電子開關(guān)器件完成高壓大功率的功率雙向變換，并可使整流器以較小的諧波在超前、滯后或單位功率因數(shù)等多種工況下運(yùn)行。但該類整流器的主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)所需要的有源開關(guān)器件較多，主電路工作過程中的損耗較大，針對所有有源開關(guān)器件的控制電路以及控制方法的設(shè)計(jì)也很復(fù)雜。

在許多工業(yè)應(yīng)用場合能量并不需要雙向傳遞，對于這樣的工業(yè)應(yīng)用場合，針對全控H橋級聯(lián)多電平拓?fù)渲虚_關(guān)管多、驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜等問題，本文提出了一種新型無橋模塊化級聯(lián)整流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，此拓?fù)洳捎脽o橋整流結(jié)構(gòu)作為級聯(lián)的基本模塊單元，以兩無橋模塊級聯(lián)整流結(jié)構(gòu)為例，討論了其基本工作原理，建立并分析了其穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型，提出了適用于此種拓?fù)涞男滦涂刂撇呗?，并通過仿真和實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證了控制策略的可行性和正確性。

1 無橋級聯(lián)整流器的基本工作原理分析

大功率級聯(lián)全控型（IGBT）H橋電力電子整流器電路拓?fù)淙鐖D1所示。本文提出的無橋級聯(lián)整流器是由多個(gè)無橋PFC結(jié)構(gòu)級聯(lián)而成，其電路拓?fù)淙鐖D2所示。在此模塊單元中，減少了一半的開關(guān)管數(shù)量，簡化了控制和驅(qū)動(dòng)電路，降低了開關(guān)損耗，提高了系統(tǒng)效率。但這種結(jié)構(gòu)存在弊端，即在功率因數(shù)角為零時(shí)，電感電流會不可避免地產(chǎn)生畸變，并且隨著負(fù)載的增加畸變的程度也會增加，在對電感電流畸變原因深入分析的基礎(chǔ)上，本文提出了新的控制方法。

圖1 全控H橋結(jié)構(gòu)級聯(lián)整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.1 Full-controlled cascaded H-bridge rectifier topology

圖2 無橋結(jié)構(gòu)級聯(lián)整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)Fig.2 Cascaded bridgeless rectifier topology

以兩模塊級聯(lián)為例分析無橋級聯(lián)整流器的工作原理，電路如圖3所示。

圖3 無橋結(jié)構(gòu)級聯(lián)整流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（兩模塊）Fig.3 Cascaded bridgeless rectifier topology（two modules）

當(dāng)電感L的電流連續(xù)時(shí)，在輸入電流正半周期，對于整流模塊1，S1開通時(shí)，UCON1為0 V，記做0電平；S1關(guān)斷時(shí)，UCON1為直流側(cè)輸出電壓U1，記做1電平，S2的開關(guān)狀態(tài)對UCON1無影響；同理對于整流模塊2，當(dāng)S3開通和關(guān)斷時(shí)，UCON2分別為0 V（0電平）和直流側(cè)輸出電壓U2（1電平），此時(shí)，S4的開關(guān)狀態(tài)對UCON2無影響。這樣在電感L電流正半周期，UCON就可以輸出0 V、-1 V和2 V 3種電平；同理在電感L電流負(fù)半周期，通過對S2、S4的控制，UCON可以輸出0 V、-1 V和-2 V 3種電平。通過在電流的正半周和負(fù)半周分別控制 S1、S3和S2、S4就可以控制UCON1、UCON2和UCON，從而按要求控制輸入電流，與此同時(shí)還可以完成對直流側(cè)電壓U1和U2的均衡控制。下面通過對其工作過程的詳細(xì)分析，進(jìn)一步討論無橋級聯(lián)整流器的穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型。

1.1 系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)模型

由于在每個(gè)模塊中，2個(gè)開關(guān)管可以同時(shí)開通和關(guān)斷，因此圖3中的4個(gè)開關(guān)管僅僅需要2種驅(qū)動(dòng)信號來控制。在工作過程中，電路中的4個(gè)開關(guān)管（S1，S2，S3，S4）可以有 4 種工作狀態(tài)，即：（1，1，0，0），（1，1，1，1，），（0，0，1，1），（0，0，0，0），其中“1”表示導(dǎo)通，“0”表示截止。 不失一般性，（（S1，S2），（S3，S4））的驅(qū)動(dòng)脈沖如圖 4 所示。 圖 4 中：d1為開關(guān)管 S1、S2的導(dǎo)通占空比，d2為開關(guān)管 S3、S4的導(dǎo)通占空比，d3Ts為 S1、S2與 S3、S4驅(qū)動(dòng)脈沖之間的時(shí)間間隔。

圖4 開關(guān)管驅(qū)動(dòng)脈沖Fig.4 Driving pulse of power switches

把一個(gè)開關(guān)周期分為4個(gè)時(shí)間段對電路進(jìn)行分析，各時(shí)間段電路中電流流通路徑如圖5所示。

設(shè)定整流模塊1和整流模塊2直流側(cè)電容C1=C2=C，由于電源電壓正負(fù)半周對稱，這里只對正半周工作情況進(jìn)行分析，則有

圖5 各時(shí)間段電路中電流流通路徑Fig.5 Current flow path at each interval

式中：us、iL分別為電網(wǎng)的電壓和電流；LS為交流側(cè)升壓電感；Ci、Ri、ui分別為第 i個(gè)功率單元的直流母線電容、負(fù)載等效電阻、直流輸出電壓；S*i=1-Si，Si為開關(guān)管的開關(guān)狀態(tài) Si=0，1，i=1，2，…，n。

解式（1）可得關(guān)于每個(gè)模塊直流輸出電壓與輸入電壓以及電感電流與輸入電壓之間的穩(wěn)態(tài)模型，其模型表達(dá)式為

由式（2）可以看出，通過控制占空比d1和d2可以控制兩個(gè)模塊的輸出電壓u1、u2及電感電流iL。

1.2 功率因數(shù)分析

全控H橋級聯(lián)整流器，通過控制整流器交流側(cè)端電壓，就可以控制輸入電流的幅值和相位，從而使整流器可以在任意功率因數(shù)下運(yùn)行。與全控H橋級聯(lián)整流器不同，無橋整流器無論是單個(gè)模塊還是級聯(lián)結(jié)構(gòu)本質(zhì)上都無法滿足單位功率因數(shù)要求，而且功率因數(shù)會隨著直流側(cè)負(fù)載的加重而降低。下面以單模塊無橋整流器為例對此進(jìn)行說明。

單模塊無橋整流器電路拓?fù)?、相量和相位關(guān)系示意如圖6所示。圖6（a）為單模塊無橋整流器電路圖，圖6（b）為滿足單位功率因數(shù)情況下圖 6（a）所示電路的相量圖，圖6（c）為按此向量圖得出的無橋電路交流側(cè)電壓UCON和電感電流IL的相位關(guān)系圖。由圖6可知：若要使電感電流IL與電源電壓US同相位，則控制電壓UCON必須滯后電感電流IL一個(gè)角度θ，按此相位關(guān)系分析無橋結(jié)構(gòu)電路圖可知，在電感電流過零點(diǎn)開始的θ范圍內(nèi)，電感電流IL和控制電壓UCON應(yīng)具有相反的方向。而由前面的分析可知，在無橋結(jié)構(gòu)中，當(dāng)電感電流IL方向?yàn)檎较驎r(shí)，UCON只能輸出0，1兩種電平，無法輸出負(fù)值，因此在這一階段UCON只能輸出零電平。

當(dāng)UCON為0時(shí)，可得出iL為

由以上兩式可以得出，在此階段，電感電流iL不再和電源電壓Us同相位，而是突然滯后于Us90°。但由于電感電流不能突變，因此在這一階段電感電流將呈緩慢上升的趨勢。

圖6 單個(gè)無橋整流電路拓?fù)?、相量圖及相位關(guān)系Fig.6 Circuit typology，phasor diagram and phase relationships of bridgeless rectifier

因此按圖6（b）相量圖結(jié)構(gòu)進(jìn)行控制，在電感電流過零點(diǎn)附近，輸入電流波形將不可避免地發(fā)生畸變，并且隨著電感電流的增加（負(fù)載的加重）畸變會變得越來越嚴(yán)重。

新的控制策略要求電感電流滯后于電源電壓一個(gè)角度，且滯后的角度與負(fù)載大小有關(guān)。非單位功率因數(shù)時(shí)電路相量及相位關(guān)系如圖7所示。由圖7的幾何關(guān)系可得出功率因數(shù)角和負(fù)載的關(guān)系為

圖7 非單位功率因數(shù)時(shí)電路相量及相位關(guān)系Fig.7 Cirauit phasor and phase relationships in Non-unity power factor

1.3 系統(tǒng)控制策略

按照本文前面所討論的方法，控制器應(yīng)能夠隨著負(fù)載的變化調(diào)整輸入電流滯后于電源電壓的相位，使輸入電流始終保持與整流器輸入電壓同相位，同時(shí)通過對開關(guān)器件導(dǎo)通占空比的調(diào)節(jié)，使級聯(lián)的模塊輸出直流電壓達(dá)到均衡。

傳統(tǒng)基于乘法器的PID控制策略如圖8所示，控制策略采用雙閉環(huán)控制，電壓環(huán)的PI調(diào)節(jié)器輸出值乘以電源電壓的瞬時(shí)值作為電流環(huán)的給定值，使電感電流與輸入電壓同相位[6-8]，勢必會使電感電流在過零點(diǎn)附近產(chǎn)生一定程度的畸變。加入滯后角控制后的控制框圖如圖9所示。圖9中的電壓電流雙環(huán)控制使電感電流給定滯后于輸入電壓，滯后角φ可由式（5）計(jì)算出。

如前所述，各級聯(lián)模塊輸出電容電壓平衡是級聯(lián)結(jié)構(gòu)整流器能夠應(yīng)用低耐壓的功率開關(guān)管完成高電壓的功率轉(zhuǎn)換的關(guān)鍵。在文中所討論的級聯(lián)無橋整流器中，各個(gè)模塊流過的電流相同，但是由于級聯(lián)模塊的負(fù)載不同，所以級聯(lián)模塊負(fù)載兩端的電壓也不同。

圖8 不考慮滯后角的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)Fig.8 Traditional double-loop control structure without lagging angle

圖9 加入滯后角的雙閉環(huán)控制結(jié)構(gòu)Fig.9 Double-loop control structure with lagging angle

2 仿真分析

本文應(yīng)用PSIM軟件對以上兩種控制策略進(jìn)行了仿真分析，仿真電路參數(shù)如表1所示。

表1 級聯(lián)式整流拓?fù)渥儞Q器仿真參數(shù)Tab.1 Simulation parameters of AC－DC converter

在不采用加滯后角的控制策略情況下，電感電流在過零點(diǎn)處會產(chǎn)生嚴(yán)重的畸變，其電流波形如圖10所示；而采用加滯后角的控制策略后，電感電流的相位滯后于電源電壓相位，但其波形接近于正弦波，如圖11所示。通過仿真驗(yàn)證了新型拓?fù)涞目尚行院涂刂撇呗缘恼_性。

圖10 傳統(tǒng)控制方式的電感電流和輸入電壓波形Fig.10 Inductor current and input voltage waveforms in traditional control mode

圖11 加入滯后角控制時(shí)電感電流和輸入電壓波形Fig.11 Inductor current and input voltage waveforms with lagging angle control mode

圖12 兩種控制方式下電流THD變化趨勢對比Fig.12 Current THD changing trend comparison in two control modes

圖12 和圖13分別給出了采用傳統(tǒng)控制方法和新控制方法時(shí)電流THD隨負(fù)載的變化以及功率因數(shù)隨負(fù)載的變化，由圖12可看出，隨著負(fù)載的加重，傳統(tǒng)控制方法的電流THD會顯著增加，而采用新控制方法后的電流THD會一直保持較低的水平；由圖13可以看出，在某一段負(fù)載范圍內(nèi)新控制方法的功率因數(shù)會略低于傳統(tǒng)控制方法，但當(dāng)負(fù)載很重時(shí)，新控制方法下的功率因數(shù)會遠(yuǎn)高于傳統(tǒng)控制方法的功率因數(shù)。

圖13 兩種控制方式下功率因數(shù)變化趨勢對比Fig.13 Trend comparison of power factor in two kinds of control modes

3 實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證

為了驗(yàn)證新型的級聯(lián)式整流電路拓?fù)涞恼_性以及仿真的正確性，本文搭建功率為1 kW的實(shí)驗(yàn)平臺。實(shí)驗(yàn)平臺參數(shù)如表2所示。

表2 級聯(lián)式整流拓?fù)渥儞Q器參數(shù)Tab.2 Parameters of AC－DC converter

圖14 為實(shí)驗(yàn)裝置在輸入100 V交流電，每個(gè)模塊輸出電壓120 V情況下，采用傳統(tǒng)控制方式時(shí)輸入電壓和輸入電流的波形圖，由圖可知：輸入電壓和輸入電流基本同相位，但電流已經(jīng)發(fā)生了一定程度的畸變。由圖15中FFT分析可以看出，3次諧波和5次諧波所占比例都很大。

圖16 為采用滯后角控制策略后的電源輸入電壓和電感電流波形，由圖可知：電感電流波形接近正弦。圖17為電感電流波形的FFT分析，可以看出，諧波較之前有大幅度的改善。

圖14 傳統(tǒng)控制方法的電感電流波形Fig.14 Inductor current waveforms in traditional control method

圖15 傳統(tǒng)控制方法電感電流的FFT分析Fig.15 FFT analysis of inductor current in traditional control method

圖16 加入滯后角控制方法的電感電流和輸入電壓波形Fig.16 Inductor current and supply voltage waveforms in lagging angle control method

圖17 移相控制方法的電感電流FFT分析Fig.17 FFT analysis of inductor current in lagging angle control method

4 結(jié)語

針對全橋級聯(lián)整流結(jié)構(gòu)開關(guān)管多、成本高、控制和驅(qū)動(dòng)電路復(fù)雜的缺點(diǎn)提出了新型無橋級聯(lián)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，并建立了其穩(wěn)態(tài)數(shù)學(xué)模型。在對傳統(tǒng)基于乘法器的單位功率因數(shù)控制方法存在電感電流過零點(diǎn)畸變的問題進(jìn)行詳細(xì)分析和論述的基礎(chǔ)上提出了適用于無橋級聯(lián)結(jié)構(gòu)的控制策略，即在傳統(tǒng)控制策略中加入電流滯后角控制環(huán)節(jié)，使電感電流滯后于電源電壓，從而達(dá)到消除電感電流過零點(diǎn)畸變的問題，同時(shí)保持系統(tǒng)具有較高的功率因數(shù)。論文給出了電流滯后角與負(fù)載關(guān)系的數(shù)學(xué)表達(dá)式，給出了在負(fù)載變化范圍內(nèi)，滿足功率因數(shù)要求的電感選擇原則，給出了使各級聯(lián)模塊輸出電壓保持均衡的控制策略。最后通過仿真和實(shí)驗(yàn)平臺驗(yàn)證了控制策略的正確性。改進(jìn)后的控制策略使電感電流波形接近正弦，同時(shí)在整個(gè)負(fù)載變化范圍內(nèi)功率因數(shù)大于0.9。

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