劉海利，莊圣賢，郭允豐，李矯鵬

（1.西南交通大學電氣工程學院，成都 610031；2.首鋼京唐鋼鐵聯(lián)合有限公司，唐山 063200）

引言

傳統(tǒng)的電壓型逆變器輸出的交流電壓峰值總是小于輸入端的直流電壓。因此，在輸入電壓較低或者變化范圍較大時，如新能源發(fā)電系統(tǒng)，通常需要在其前級加入DC/DC升壓電路，將直流電壓升到足夠大的值，以輸出要求的交流電壓，這不僅增加了系統(tǒng)的復雜性，而且降低了可靠性[3]。Z源阻抗網(wǎng)絡的提出彌補了傳統(tǒng)電壓源逆變器的上述不足，然而傳統(tǒng)的Z源逆變器存在著輸入端電流斷續(xù)，直流電壓利用率低；器件應力過大，存在嚴重的啟動沖擊；升壓能力有限的不足。針對這些不足，國內(nèi)外學者展開了Z源逆變器拓撲優(yōu)化方面的研究。文獻[1]提出了電流連續(xù)型Quasi-Z源逆變器；文獻[2]電容電壓減小型Quasi-Z源逆變器；文獻[4]提出在傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器拓撲基礎上，對拓撲結構進行改進，利用傳統(tǒng)的Quasi-Z源逆變器模塊的混聯(lián)及串聯(lián)，提出3種新拓撲，有效降低了電容電壓，但升壓比沒有得到改善。

本文在文獻[4]的啟發(fā)下提出將 2個傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器模塊并聯(lián)在直流源和逆變器之間，與傳統(tǒng)的Quasi-Z源逆變器相比極大的減小了阻抗網(wǎng)絡中的一個電容的電壓，并且提高了升壓比，降低了啟動電感電流峰值。

1 傳統(tǒng)的Quasi-Z源逆變器

圖1 為傳統(tǒng)的輸入電流連續(xù)型Quasi-Z源逆變器拓撲結構。Quasi-Z源逆變器除了與傳統(tǒng)的電壓型逆變器一樣存在8種開關矢量外，還多了一種直通零矢量狀態(tài)，因此具有9中矢量即6種有效矢量、2種傳統(tǒng)零矢量和1種直通零矢量。直通零矢量與零矢量一樣，不會對輸出電壓產(chǎn)生影響。它是插入到傳統(tǒng)零矢量中，是同一橋臂上、下開關管同時導通得到的。通過這個特有的直通零矢量達到升壓目的。

圖1 傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器拓撲Fig.1 Topology of tranditional Quasi-Z source inventer

傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器的直流側(cè)的峰值電壓Udc與直流電源電壓 Uin之間的關系[1]為

式中：D0為直通占空比；B為逆變器的升壓因子。由式（1）可知B大于等于1，從而實現(xiàn)了升壓目的。則逆變器輸出的相電壓峰值可表示為

式中：M為調(diào)制因子。

由式（3）可知，逆變器的輸出側(cè)電壓是由D0和M共同決定的，而且二者之間存在約束關系：M＋D0≤1?？梢钥闯鯠0不能無限制的增加，當D0增大時，M的調(diào)制范圍會隨之減小，而小的調(diào)制因子會對輸出電壓質(zhì)量產(chǎn)生不良影響，限制了Quasi-Z源逆變器的升壓能力。由式（1）可知當D0無限制地接近1/2時，逆變器直流端的峰值電壓會越來越大，同時由式（2）可知：UC1、UC2上的電壓也會越來越大，則對電容的耐壓有更高的要求，這樣就增加了電容的體積，降低了電路的可靠性，同時增加了電路的成本。

2 新型Quasi-Z源逆變器

2.1 電路拓撲及工作原理

新型Quasi-Z源逆變器拓撲見圖2所示。圖中，2個傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器模塊并聯(lián)，使得電容UC2電壓降低，輸入側(cè)電流連續(xù)，提高了Z源網(wǎng)絡的升壓能力。同時，高度的對稱性有利于電路分析和參數(shù)選取。

圖2 新型Quasi-Z源逆變器拓撲Fig.2 Topology of new Quasi-Z source inverter

新拓撲的工作原理類似于傳統(tǒng)Z源逆變器，整個工作狀態(tài)由直通和非直通2個工作狀態(tài)組成，其等效電路如圖3所示。為簡化分析，假設所有器件均為理想狀態(tài)， 并且 L1＝L2＝L3＝L4＝L，C1＝C2＝C3＝C4＝C。 在圖 3（a）直通狀態(tài)下，二極管 D1、D2被迫截止，電感 L1、L2、L3、L4儲存能量； 電容 C1、C2、C3、C4釋放能量，則可以得出此狀態(tài)下的電路方程為

圖3 新型Quasi-Z源逆變器的2種工作狀態(tài)等效電路Fig.3 Two work state equivalent circuit of new Quasi-Z source inverter

在圖3（b）非直通狀態(tài)下，逆變器直流側(cè)等效為一電流源，電壓為Udc；此時二極管D1、D2導通，電感 L1、L2、L3、L4儲釋放能量。 電容 C1、C2、C3、C4存儲能量。則此狀態(tài)下的電路方程為

直流側(cè)峰值電壓與輸入電壓的關系為

式中：B為升壓因子。當直通占空比D0≤1/3時，升壓因子B大于等于1，從而實現(xiàn)了升壓功能。

2.2 啟動電感電流應力分析

在輸入電壓Uin和逆變器直流側(cè)電壓峰值Udc相同時，新型Quasi-Z源逆變器和傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器的電感L1的電流如圖4所示。由圖對比可知新型Quasi-Z源逆變器啟動電感電流的峰值小于傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器。

圖4 2種拓撲的電感電流對比Fig.4 Comparison of two topologies inductive current

2.3 Z源網(wǎng)絡升壓能力分析

阻抗網(wǎng)絡的升壓能力和逆變器的調(diào)制策略共同決定了Z源逆變器的升壓能力。由式（1）和式（7）可知，在相同的直通占空比條件下，新型Quasi-Z源逆變器比Quasi-Z源逆變器具有更高的升壓能力，如圖5所示。

圖5 2種拓撲在相同直通占空比下的升壓能力對比Fig.5 Boot ability comparison of two topologies in same direct duty ratio

2.4 電容電壓應力分析

文獻[1]給出傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器中Z網(wǎng)絡電容電壓應力為式（2）所示，由式（1）和（7）可知Quasi-Z源逆變器和新型Quasi-Z源逆變器的升壓比不同，因此在分析他們的電容電壓應力時需進行換算。在輸入電壓Uin和逆變器直流側(cè)電壓峰值Udc相同時，可得

式中：D0′為新型Quasi-Z源逆變器的直通升壓比；D0為傳統(tǒng)源逆變器的直通升壓比；UCT1、UCT2為換算過后的傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器阻抗網(wǎng)絡電容電壓；為新型Quasi-Z源逆變器阻抗網(wǎng)絡電容電壓。由式（6）和式（8）得到Z源網(wǎng)絡的電容電壓與輸入電壓的比值UC/Udc和直通占空比D0′之間的關系曲線，如圖6所示。

圖6 兩種拓撲結構的電容電壓應力對比Fig.6 Capacitor voltage stress comparison of two topologies

由圖6可知，在相同直通占空比條件下，對于對稱結構中的電容，傳統(tǒng)Quasi-Z源網(wǎng)絡的UC2電容電壓應力高于新型Quasi-Z的電容電壓應力。而新型Quasi-Z源網(wǎng)絡的UC1電容電壓應力高于傳統(tǒng)Quasi-Z的電容電壓應力。

3 新型Quasi-Z源逆變器并網(wǎng)應用

由于采用SVPWM最大恒定升壓調(diào)制策略進行調(diào)制，直通狀態(tài)均在傳統(tǒng)的零狀態(tài)下加入，逆變器的輸出決定于有效矢量。因此，逆變器的逆變橋到輸出側(cè)的分析完全與傳統(tǒng)逆變器相同。文獻[5]建立了三相逆變橋在dq旋轉(zhuǎn)坐標系下的數(shù)學模型，即

式中：usd、usq分別為三相電網(wǎng)電壓的直軸和交軸分量；分別為逆變器橋臂輸出電壓的直軸和交軸量分別為三相并網(wǎng)電流的直軸和交軸分量；ω為電網(wǎng)角頻率；R為濾波電感的等效電阻。

由式（9）可知，直軸與交軸分量是相互耦合的，為了實現(xiàn)新型Quasi-Z源逆變器單位功率因數(shù)并網(wǎng)的要求，逆變器并網(wǎng)輸出電流的q軸分量為0，其對d軸的影響可以不予考慮，而并網(wǎng)電流d軸分量耦合到交軸的分量，給電流控制器的設計帶來難度。對式（9）進行解耦整理可得

結合式（10）及式（11）可得

由式（12）可以看出，解耦之后，即在以Δud和Δuq作為電流等效控制變量時，直軸分量和交軸分量的并網(wǎng)電流是相互獨立的，其等效控制變量可以由電流環(huán)PI控制器來決定，即

式中：kp、Ki為PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)和積分時間常數(shù)，iLdref、iLqref分別為d軸和q軸的并網(wǎng)電流參考值

因此，可得

由以上推到可知，此時 d軸和q軸的控制量已相互獨立，實現(xiàn)了并網(wǎng)電流的解耦。

對于新型Quasi-Z源逆變器，由于直流鏈電壓Udc是脈動的電壓，要想對其瞬時進行采樣控制具有難度。因此，通常通過控制阻抗網(wǎng)絡電容電壓uC來間接控制直流鏈電壓Udc的穩(wěn)態(tài)。采用PI調(diào)節(jié)器來控制Udc的穩(wěn)定，并獲得直通占空比。

基于以上分析，建立的新型Quasi-Z源逆變器并網(wǎng)控制系統(tǒng)如圖7所示。整個控制策略在dq坐標系下進行，整個控制系統(tǒng)分為2個閉環(huán)結構：并網(wǎng)電流控制電路和阻抗網(wǎng)絡電容電壓控制電路，其中并網(wǎng)電流控制電路以實現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)為控制目標。

圖7 新型Quasi-Z源逆變器并網(wǎng)控制原理Fig.7 Principle of grid-connected control system of new Quasi-Z source inverter

4 仿真驗證

4.1 開環(huán)電路性能仿真

為驗證理論分析的正確性，對新型Quasi-Z源逆變器和傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器進行對比仿真研究。

當直流電源電壓Uin相同均為150 V，且直通占空比均為0.2時，新型Quasi-Z源逆變器和傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器的直流母線電壓Udc、交流側(cè)相電壓Ua和相電流ia的波形如圖8所示。當直流電源電壓Uin相同且均為150 V、直流母線電壓Udc相同均為250 V時，新型Quasi-Z源逆變器和傳統(tǒng)Quasi-Z源逆變器的阻抗網(wǎng)絡電容電壓的波形如圖9所示。

對比圖8和圖9可得：在相同輸入和相同直通占空比下，傳統(tǒng)的Quasi-Z源逆變器直流母線電壓為250 V，新型Quasi-Z源逆變器直流母線電壓為375 V，與理論計算值相符，新型Quasi-Z源逆變器升壓比增大；在相同輸入和直流母線電壓下，傳統(tǒng)的Quasi-Z源逆變器阻抗網(wǎng)絡電容電壓Uc1＝200 V，Uc2＝50 V新型Quasi-Z源逆變器阻抗網(wǎng)絡電容電壓Uc1＝216 V，Uc2＝33 V。 與理論計算值相符，新型Quasi-Z源逆變器減小了一個電容電壓。

圖8 相同輸入電壓和D0下2種拓撲的波形Fig.8 Waveforms of two topologies in same input voltage and D0

圖9 相同Uin和Udc下2種拓撲的波形Fig.9 Wareforms of two topologies in same Uinand Udc

4.2 并網(wǎng)仿真

并網(wǎng)仿真參數(shù)如表1所示。

表1 新型Quasi-Z源逆變器參數(shù)Tab.1 Parameters of new Quasi-Z source inverter

當直通占空比設為0.2、電網(wǎng)頻率設為6 kW時，新型Quasi-Z源逆變器的直流母線電壓、并網(wǎng)電壓和電流的穩(wěn)定波形如圖10所示。

圖10 并網(wǎng)穩(wěn)態(tài)仿真波形Fig.10 Simulation waveforms of grid-connection steady state

0.35 s時輸入電壓突降40 V，直流母線電壓Udc，輸出三相交流電壓uabc和三相電流iabc的仿真波形如圖11所示。直流母線電壓出現(xiàn)短期小幅的波動后迅速回復到800 V并維持穩(wěn)定狀態(tài)，而并網(wǎng)電流保持原狀態(tài)不變，不受輸入電流變化影響。由此可知，電容電壓控制的直流母線電壓閉環(huán)具有較好的穩(wěn)定性。

0.3 s時，有功電流 idref由 12.9 A 增大至 16 A時，直流母線電壓Udc，輸出三相交流電壓uabc和三相電流iabc的仿真波形如圖12所示。由圖可見，輸出電流快速上升并保持穩(wěn)定，表明在負載波動時，系統(tǒng)能夠快速地做出調(diào)整，保證逆變器輸出電壓電流穩(wěn)定。

圖11 輸入電壓突變時的仿真波形Fig.11 Simulation waveforms when input voltage chops

圖12 并網(wǎng)電流突變時的仿真波形Fig.12 Simulation waveforms when grid current chops

5 結語

本文在Quasi-Z源逆變器的基礎上提出一種新型Quasi-Z源逆變器拓撲，其輸入側(cè)電流連續(xù)，有效降低了阻抗網(wǎng)絡中的一個電容的電壓，并且提高了升壓比，有效降低了器件的要求，提高了系統(tǒng)的可靠性。采用SVPWM最大恒定升壓調(diào)制策略進行調(diào)制將該拓撲應用于三相并網(wǎng)系統(tǒng)，基于dq坐標系電流解耦及阻抗網(wǎng)絡電容電壓恒定的原理設計了控制。理論分析與仿真結果均驗證了該結構模型的正確性和可行性。

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