渠紅光 黑東煒 李斌康 田曉霞 王 晶 李海濤

微弱快脈沖大動(dòng)態(tài)輻射探測(cè)系統(tǒng)的研制

渠紅光 黑東煒 李斌康 田曉霞 王 晶 李海濤

（西北核技術(shù)研究所 強(qiáng)脈沖輻射環(huán)境模擬與效應(yīng)國(guó)家重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 西安 710024）

介紹了一種輻射探測(cè)中微弱大動(dòng)態(tài)脈沖信號(hào)獲取方法，著重于在一定帶寬下系統(tǒng)可測(cè)量下限的拓展探索研究。通過低噪聲放大電路設(shè)計(jì)和大動(dòng)態(tài)數(shù)字化傳輸技術(shù)研究，利用小電容受激產(chǎn)生小電流信號(hào)與激勵(lì)成較好的線性關(guān)系實(shí)現(xiàn)了可測(cè)量下限的標(biāo)定，可在系統(tǒng)帶寬20MHz下，對(duì)0.8-680μA（峰值）范圍內(nèi)的小脈沖電流信號(hào)實(shí)現(xiàn)有效檢測(cè)。最后，經(jīng)輻射探測(cè)實(shí)驗(yàn)，準(zhǔn)確獲得了低于1μA的γ輻射脈沖信號(hào)。

輻射探測(cè)，低噪聲，帶寬，測(cè)量下限，數(shù)字化傳輸

在輻射場(chǎng)脈沖射線束診斷研究中，由于各種噪聲干擾、探測(cè)器性能、傳輸線路以及記錄設(shè)備性能的限制，在現(xiàn)有條件下，當(dāng)前能夠獲取到的物理探測(cè)器脈沖信號(hào)電流下限只能達(dá)到百μA的量級(jí)。隨著輻射探測(cè)器靈敏度的不斷提高，對(duì)更微弱的脈沖物理信號(hào)的甄別能力也大幅提升，某些常用探測(cè)器（如GD40）的噪聲電流（暗電流）甚至可低至nA量級(jí)，而現(xiàn)行的探測(cè)技術(shù)只記錄到探測(cè)器的較高部分的測(cè)量范圍，僅利用到了探測(cè)器的3-4個(gè)量級(jí)，即探測(cè)器（如光電探測(cè)器）可測(cè)量范圍中較高的一段測(cè)量區(qū)域，未能充分利用到探測(cè)器的全部性能，而對(duì)高于幾十nA至百μA這段探測(cè)器的有效測(cè)量范圍內(nèi)的信號(hào)數(shù)據(jù)，如圖1所示，并未得到有效獲取和記錄。在綜合性的脈沖射線束測(cè)量中，為覆蓋較寬的探測(cè)范圍不得不采用多個(gè)探測(cè)器進(jìn)行量程搭接，增加信號(hào)傳輸線路，從而造成設(shè)備浪費(fèi)和實(shí)驗(yàn)規(guī)模的龐大。

圖1 探測(cè)器探測(cè)范圍及各測(cè)量區(qū)間示意圖Fig.1 Detection range and the measurement interval diagram.

本文在分析典型探測(cè)器性能的基礎(chǔ)上開展快脈沖輻射寬帶小信號(hào)放大技術(shù)研究，結(jié)合大動(dòng)態(tài)高精度數(shù)字化采集和傳輸技術(shù)，對(duì)探測(cè)器的測(cè)量下限進(jìn)行拓展，擴(kuò)大系統(tǒng)線性測(cè)量范圍，對(duì)于充分利用探測(cè)器的性能、探究更微弱物理現(xiàn)象和優(yōu)化大型輻射探測(cè)實(shí)驗(yàn)中的結(jié)構(gòu)布局具有重要意義。

1 信號(hào)調(diào)理放大單元

在微弱輻射探測(cè)系統(tǒng)中，由于探測(cè)器輸出的信號(hào)較小，需加以放大輸出再測(cè)量。由于探測(cè)器與信號(hào)調(diào)理系統(tǒng)連接處存在分布電容，并且分布電容越小，則整個(gè)系統(tǒng)的信噪比越大。而將此分布電容減小的一個(gè)主要措施就是將放大器盡量靠近探測(cè)器以減少其連接導(dǎo)線造成的分布電容。如果將整個(gè)信號(hào)調(diào)理電路直接與探測(cè)器相連接，系統(tǒng)會(huì)比較笨重，也不易于安裝，并且可能受到輻射探測(cè)環(huán)境的影響，因此可將信號(hào)調(diào)理放大單元分為前置放大器和主放大器。前置放大器一般設(shè)計(jì)體積較小，緊靠或者與探測(cè)器成一體，這樣就達(dá)到了降低分布電容，不影響電路的放大設(shè)計(jì)，提高信噪比。前置放大器通過高頻電纜與主放大器進(jìn)行連接，主放大器則可以靈活地安放在測(cè)量人員較為方便測(cè)試的位置，也可擺脫了現(xiàn)場(chǎng)條件的限制[1]。

前置放大器是探測(cè)器輸出信號(hào)調(diào)理系統(tǒng)的核心部分，也是決定著微弱輻射脈沖探測(cè)系統(tǒng)測(cè)量下限的最關(guān)鍵部分，即使是多級(jí)放大，由弗里斯公式[2]知M級(jí)級(jí)聯(lián)放大電路總的噪聲系數(shù)F為：式中，K1、K2、KM為各級(jí)功率增益。由式(1)可知，級(jí)聯(lián)放大系統(tǒng)中越是前級(jí)對(duì)總噪聲系數(shù)的影響越大，第一級(jí)最大。在設(shè)計(jì)輻射微弱脈沖檢測(cè)放大電路時(shí)，務(wù)必使第一級(jí)的噪聲系數(shù)足夠小，因此前置放大器的噪聲性能決定著這個(gè)系統(tǒng)的噪聲水平，是整個(gè)信號(hào)調(diào)理系統(tǒng)的最主要噪聲來源，因此本文主要講述該前放的具體設(shè)計(jì)，具體主放設(shè)計(jì)則可借鑒西北核技術(shù)研究所阮林波等[3]的具體相關(guān)工作。

由于要測(cè)量的是高速的瞬態(tài)電流脈沖信號(hào)，必須選擇高帶寬和低噪聲的晶體管做前置放大電路的核心器件。為達(dá)到噪聲匹配，把噪聲影響控制降到最低，必須完成最佳源電阻的匹配。采用結(jié)型場(chǎng)效應(yīng)晶體管(Junction Field-Effect Transistor, JFET)或者金屬-氧化物-半導(dǎo)體型場(chǎng)效應(yīng)管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor, MOSFET)的分立器件做前置放大器的核心。由于場(chǎng)效應(yīng)管不存在雜亂運(yùn)動(dòng)的少子擴(kuò)散引發(fā)的散粒噪聲，可獲得很好的噪聲指標(biāo)。另外，它具有較高的頻率響應(yīng)，具備較高電路的溫度穩(wěn)定性和抗干擾能力，特別是抗輻射能力強(qiáng)，適用于輻射探測(cè)的前置放大電路設(shè)計(jì)中[4]。但晶體管分立器件無法滿足高增益高帶寬的設(shè)計(jì)要求，所以在此情形下，本文采取了分立器件和低噪運(yùn)算放大器組成的微弱寬帶小脈沖電流信號(hào)前置放大電路設(shè)計(jì)方案，如圖2所示。

圖2 分立器件和運(yùn)放組成的低噪前置放大器電路Fig.2 Low noise pre-amplifier circuit with discrete devices and operational amplifier.

圖2 中設(shè)計(jì)采用了三極管Q1和集成運(yùn)放U1組成的二級(jí)放大，系統(tǒng)采用雙電源±5 V供電。第一級(jí)通過調(diào)節(jié)R1和R2使場(chǎng)效應(yīng)管的漏源極電壓Vds≈1.1V，柵源極電壓Vgs≈-0.8 V，則可使場(chǎng)效應(yīng)管的噪聲最小，此時(shí)的第一級(jí)Q1增益約為兩倍，低放大倍數(shù)一方面為保證系統(tǒng)帶寬，另一方面起到信號(hào)的緩沖作用。U1作為第二級(jí)放大，選取低噪聲寬帶集成運(yùn)算放大器LMH6629，在放大的同時(shí)把電流信號(hào)轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)，其中R3和C2組成負(fù)反饋泄放網(wǎng)絡(luò)電路，R3的取值一般在k?-M?量級(jí)，C2為pF量級(jí)，C2不僅起到調(diào)整帶寬的作用，還可穩(wěn)定系統(tǒng)輸出，但要犧牲一定的系統(tǒng)增益。R5和C8可擴(kuò)展系統(tǒng)帶寬。R4和C3組成一個(gè)上限為20MHz的低通濾波器，濾除不必要的高頻噪聲。Vbias為可調(diào)偏置，C1為實(shí)現(xiàn)探測(cè)器輸出到放大器輸入的耦合電容，起到隔直作用，一般較小，取nF量級(jí)，C4、C5、C6、C7為電源去耦電容，一般取μF量級(jí)。

按照?qǐng)D2所示電路，利用TINA仿真軟件和軟件可提供的模擬脈沖電流源，通過系統(tǒng)推薦和更改各種電路參數(shù)，在室溫環(huán)境進(jìn)行仿真，得到如圖3的系統(tǒng)總噪聲圖和頻率響應(yīng)最優(yōu)仿真結(jié)果?？梢钥闯觯到y(tǒng)?3dB帶寬為20.91MHz，系統(tǒng)跨阻增益可達(dá)80dB。

圖3 系統(tǒng)總噪聲(a)和頻率響應(yīng)(b)仿真結(jié)果圖Fig.3 Simulation results of total noise (a) and frequency response (b) .

為降低電磁干擾對(duì)前置放大器的影響，專門制作了全銅的電磁屏蔽盒，如圖4所示。

圖4 低噪前置放大器電磁屏蔽盒Fig.4 Electromagnetic shielding box for low noise preamplifier.

2 大動(dòng)態(tài)高速數(shù)字化輸出系統(tǒng)

在大動(dòng)態(tài)強(qiáng)度變化的脈沖射線束測(cè)量中，通常采用同軸電纜作為信號(hào)傳輸媒介，但是由于其傳輸特性，快脈沖模擬信號(hào)會(huì)受信號(hào)傳輸線路帶寬限制，使信號(hào)傳輸動(dòng)態(tài)范圍較小，信號(hào)發(fā)生畸變和衰減，圖5為一個(gè)方波信號(hào)經(jīng)1.3km的SYV-50-17同軸電纜傳輸前后信號(hào)變化情況[5]。

圖5 方波快信號(hào)經(jīng)1.3 km同軸電纜傳輸前后對(duì)比Fig.5 Contrast of input square signal and output signal after1.3-km coaxial cable transmission.

為消除這種由于長(zhǎng)距離傳輸引起的信號(hào)變化，減少由于系統(tǒng)傳輸帶寬變化而帶來的影響，提高信號(hào)傳輸?shù)膭?dòng)態(tài)范圍，提高系統(tǒng)信號(hào)傳輸?shù)目垢蓴_能力，開展前端大動(dòng)態(tài)高精度數(shù)字傳輸技術(shù)，研制采樣率400MHz，采樣精度14bits，3個(gè)量級(jí)動(dòng)態(tài)測(cè)量范圍的高速數(shù)采系統(tǒng)，信號(hào)傳輸系統(tǒng)如圖6所示。

圖6 輻射探測(cè)信號(hào)傳輸系統(tǒng)Fig.6 Signal transmission system for radiation detection.

輻射探測(cè)器出來的信號(hào)經(jīng)前置放大器進(jìn)行必要的放大，然后經(jīng)模擬調(diào)理電路，對(duì)不同幅度的信號(hào)進(jìn)行不同的衰減，實(shí)現(xiàn)信號(hào)大動(dòng)態(tài)范圍的輸入。然后經(jīng)前端數(shù)字化系統(tǒng)進(jìn)行A/D變換，把模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)，經(jīng)光纖傳輸至后端數(shù)據(jù)采集端，結(jié)合數(shù)據(jù)整合軟件進(jìn)行模擬信號(hào)的恢復(fù)和顯示。由于傳輸?shù)氖菙?shù)字信號(hào)，數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確性和可靠性受傳輸介質(zhì)對(duì)其幅度和頻率上的衰減影響很小，只要記錄設(shè)備能夠準(zhǔn)確分辨出數(shù)字信號(hào)的高、低電平，數(shù)據(jù)所代表信息就不會(huì)失真。這在強(qiáng)電磁脈沖測(cè)試環(huán)境下的脈沖輻射場(chǎng)小信號(hào)測(cè)量應(yīng)用具有重要的參考作用，可更加真實(shí)地反映探測(cè)到的信號(hào)信息。

設(shè)計(jì)了如圖7所示大動(dòng)態(tài)高速數(shù)據(jù)采集的系統(tǒng)原理圖，系統(tǒng)包括模擬信號(hào)調(diào)理電路、A/D轉(zhuǎn)換電路、采樣時(shí)鐘電路、全局時(shí)鐘電路、高速并行數(shù)字信號(hào)處理存儲(chǔ)傳輸及計(jì)算機(jī)接口等部分。

圖7 大動(dòng)態(tài)高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)原理圖Fig.7 Principle diagram of large dynamic high speed data acquisition system.

系統(tǒng)的核心器件是模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換器(Analog-to-Digital Converter, ADC)，在選擇A/D轉(zhuǎn)換器件時(shí)，除了考慮采樣率和量化位數(shù)以外，還要兼顧其外圍電路接口是否方便、器件的功耗等問題。在該設(shè)計(jì)中，ADC采用TI的14位、400MSPS的ADS5474芯片。采用TI公司的THS4509超高速全差分放大器與其輸入匹配。

高速并行數(shù)字信號(hào)處理部分以現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(Field-Programmable Gate Array, FPGA)為核心，主要完成A/D轉(zhuǎn)換輸出數(shù)據(jù)的接收、有效探測(cè)信號(hào)的甄別、數(shù)據(jù)的存儲(chǔ)與輸出等功能。由于通常高速ADC都是采用差分輸出，ADC輸出的高速差分信號(hào)直接輸入到FPGA，而FPGA含有多個(gè)專用差分接收對(duì)，實(shí)現(xiàn)采樣，通過FPGA內(nèi)部靜態(tài)隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(Static Random Access Memory, SRAM)實(shí)現(xiàn)高速實(shí)時(shí)存儲(chǔ)，解決了高速數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的存儲(chǔ)問題。FPGA采用Altera公司的Stratix2系列EP2S60F484，其ADC的數(shù)據(jù)輸出率最高為500Mbps，輸出數(shù)據(jù)寬度為14位，一片EP2S60F484即可滿足接收ADC輸出數(shù)據(jù)和邏輯控制的需要[6]。

FPGA功能結(jié)構(gòu)如圖8所示，包括低壓差分信號(hào)傳輸(Low Voltage Differential Signaling, LVDS)降速轉(zhuǎn)換模塊、存儲(chǔ)器、存儲(chǔ)器寫地址產(chǎn)生器、存儲(chǔ)器讀地址產(chǎn)生器、讀寫邏輯控制、計(jì)算機(jī)接口控制和采樣時(shí)鐘頻率設(shè)置。

圖8 FPGA功能設(shè)計(jì)結(jié)構(gòu)流程框圖Fig.8 FPGA function design structure diagram.

數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的最終目的是將采集數(shù)據(jù)送入計(jì)算機(jī)，借助計(jì)算機(jī)軟件恢復(fù)出原始信號(hào)。計(jì)算機(jī)獲取采集數(shù)據(jù)是通過ADLINK公司的PCI-7200高速數(shù)字采集卡實(shí)現(xiàn)，通過VB編程實(shí)現(xiàn)原始信號(hào)的波形恢復(fù)再現(xiàn)等功能。系統(tǒng)電路印刷制板如圖9所示。

圖9 400MHz、14 bits ADC 數(shù)據(jù)采集板Fig.9 Data acquisition board with 400 MHz, 14 bits ADC.

3 實(shí)驗(yàn)測(cè)試

3.1 測(cè)量下限及動(dòng)態(tài)范圍確定

通過調(diào)研發(fā)現(xiàn)，當(dāng)前市場(chǎng)上的電流源基本是直流形式的電流源，即使是脈沖形式，速度和帶寬指標(biāo)較低，無法滿足本文對(duì)源信號(hào)的要求。所以必須設(shè)計(jì)可調(diào)可度量的微弱輻射脈沖電流模擬源，進(jìn)行系統(tǒng)可測(cè)量范圍的準(zhǔn)確標(biāo)定。在實(shí)際測(cè)量中，利用將快速上升、緩慢下降的電壓信號(hào)經(jīng)過一個(gè)小電容（10pF或者1pF）的檢驗(yàn)電容來近似獲得沖擊電流信號(hào)，脈沖電流信號(hào)的大小與輸入激勵(lì)電壓信號(hào)幅度成正比。正是利用這個(gè)線性特點(diǎn)，可以根據(jù)在高電壓輸入時(shí)得到的電流值推算出低電壓輸入時(shí)的準(zhǔn)確輸出脈沖電流值。由于探測(cè)器可等效為一個(gè)電流源、一個(gè)大電阻和一個(gè)結(jié)電容電路可知[7]，為了模擬和探測(cè)器輸出情況一致，在低噪前置放大器信號(hào)輸入端前面加上一個(gè)大電阻和電容接地，通過更換大電阻和電容可以模擬多種類型的探測(cè)器。具體實(shí)現(xiàn)電路如圖10所示。

圖10 模擬電流源原理示意圖Fig.10 Schematic diagram of simulation current source.

為驗(yàn)證電流輸出與電壓輸入的線性關(guān)系，選用了輸出快電壓信號(hào)上升時(shí)間為5ns、脈寬為50ns的電壓信號(hào)源。通過改變輸入信號(hào)幅度，測(cè)試結(jié)果如圖11所示。

圖11 檢驗(yàn)電容輸入輸出線性圖Fig.11 Input and output linear of test capacitance.

由圖11可以明顯看出，利用小的檢驗(yàn)電容，輸入和輸出保持良好的線性關(guān)系，驗(yàn)證了即可利用線性關(guān)系，在高電壓輸入時(shí)得到的電流值推算出低電壓輸入時(shí)的準(zhǔn)確輸出脈沖電流值。經(jīng)過測(cè)試，該微弱輻射脈沖模擬源可以輸出信號(hào)上升時(shí)間小于5ns、帶寬可高于50MHz的小電流信號(hào)。

由于信號(hào)僅經(jīng)過一個(gè)小的電容，檢驗(yàn)電容的輸出電流噪聲極低，為測(cè)算所設(shè)計(jì)前置放大器的最低電流大小檢測(cè)提供了很好的線性關(guān)系和較大的測(cè)量范圍。

通過調(diào)節(jié)電壓源信號(hào)輸出信號(hào)大小，記錄輸出數(shù)據(jù)。換算到檢驗(yàn)電容電流輸出，與系統(tǒng)電壓輸出之間的對(duì)比關(guān)系如圖12所示。信號(hào)源輸入2-1700mV之間時(shí)，與前放輸出近似保持線性關(guān)系。

由于放大器器件的原因，輸出與輸入只會(huì)在某一區(qū)間內(nèi)保持線性關(guān)系，可以看出在輸入電流大于606μA時(shí)放大器輸出即飽和。由于在測(cè)量下限方向，低于38μA時(shí)輸入端無法用記錄設(shè)備檢測(cè)出，如圖7所示的未知區(qū)域，但是可利用圖7中的部分線性關(guān)系，可推算出最低輸入電流大小。對(duì)其輸入電流Iin(μA)與電壓輸出Vout(mV)關(guān)系式擬合（線性誤差小于5%）后，如式(2)所示：

式中，5.2mV≤Vout≤3 940 mV，當(dāng)輸出Vout為5.2mV時(shí)（即示波器可記錄到的最低有效數(shù)值），Vin=0.8μA，即所設(shè)計(jì)前置放大器的最低檢測(cè)電流為800nA，最大可測(cè)量電流606μA，測(cè)量線性動(dòng)態(tài)范圍57.6dB（758倍），系統(tǒng)增益6.5×103(V/A)。輸出信號(hào)上升沿時(shí)間小于15ns，帶寬20MHz。

圖12 前放電流輸入和電壓輸出對(duì)比圖Fig.12 Comparison chart of input current and output voltage.

系統(tǒng)最低檢測(cè)電流輸入時(shí)前放輸出測(cè)試結(jié)果如圖13所示。

圖13 系統(tǒng)最低檢測(cè)電流時(shí)系統(tǒng)輸出圖Fig.13 Minimum detection current of system output.

3.2 微弱輻射脈沖探測(cè)系統(tǒng)測(cè)試應(yīng)用實(shí)例

利用輻射探測(cè)器進(jìn)行整個(gè)系統(tǒng)的測(cè)試，以檢驗(yàn)其在微弱輻射脈沖測(cè)量中微弱信號(hào)檢測(cè)的性能，系統(tǒng)測(cè)試采用了如圖14所示的實(shí)驗(yàn)測(cè)試方法。

圖14 微弱脈沖輻射探測(cè)系統(tǒng)測(cè)試框圖Fig.14 Weak pulse radiation detection system test diagram.

所用輻射探測(cè)器為閃爍體探測(cè)器硅酸镥(Lu2SiO5, LSO)+光電倍增管(Photo Multiplier Tube, PMT)，數(shù)據(jù)對(duì)比監(jiān)測(cè)示波器為Tektronix公司的DPO4104B數(shù)字示波器。探測(cè)器輸出信號(hào)輸出經(jīng)一個(gè)三分的功率平均分配器，一路進(jìn)入示波器CH1，用作整個(gè)測(cè)試系統(tǒng)的輸入監(jiān)測(cè)；一路進(jìn)入低噪前置放大器的輸入端（若探測(cè)器分路之后的信號(hào)相對(duì)于前放輸入較大，可加高頻線性衰減器進(jìn)行衰減處理）；一路經(jīng)一個(gè)30倍的線性主放大器，用作DG535的觸發(fā)，產(chǎn)生用于ADC數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)所需的相對(duì)穩(wěn)定的觸發(fā)信號(hào)。經(jīng)前置放大器放大后輸出的信號(hào)經(jīng)一個(gè)二分，一路進(jìn)入示波器CH2，用作前置放大器輸出的監(jiān)測(cè)（即為ADC輸入的監(jiān)測(cè)）；另外一路直接接ADC數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)的輸入端，經(jīng)A/D變換成數(shù)字信號(hào)傳輸，最后傳至計(jì)算機(jī)將數(shù)據(jù)恢復(fù)。

通過對(duì)PMT輸出脈沖信號(hào)的分析，發(fā)現(xiàn)其在不同工作電壓的信號(hào)輸出不一致，基本隨著工作電壓的降低，導(dǎo)致倍增極極間電壓的下降，電子在倍增的過程中放大倍數(shù)降低，使陽(yáng)極收集的輸出電子總數(shù)降低，進(jìn)而輸出信號(hào)幅值降低[8]。本著實(shí)驗(yàn)的需求，為得到較低范圍的探測(cè)器輸出電流，可通過降低探測(cè)器供電，利用信號(hào)調(diào)理放大單元和高速數(shù)據(jù)采集傳輸系統(tǒng)對(duì)微弱輻射脈沖信號(hào)進(jìn)行驗(yàn)證測(cè)量。

圖15為通過降低探測(cè)器供電高壓，通過連續(xù)監(jiān)測(cè)示波器輸出，探測(cè)器在不同的輸出電流情況下前置放大器輸出監(jiān)測(cè)示波器得到的數(shù)據(jù)波形圖，CH1為探測(cè)器輸出，CH2為經(jīng)前放輸出的波形圖。

圖15 探測(cè)器在不同電流輸出情況下前放輸出圖(a) 60 μA，(b) 10 μA，(c) 5 μA，(d) 0.9 μAFig.15 Preamplifier output in different input current. (a) 60 μA, (b) 10 μA, (c) 5 μA, (d) 0.9 μA

從圖15中可以看出，在探測(cè)器電流輸出小于100μA時(shí)，探測(cè)器輸出信號(hào)已經(jīng)基本淹沒在噪聲之中，波形信息基本無法辨別，信噪比較低，直接用示波器已不能分辨采集得到有效測(cè)試數(shù)據(jù)，但是經(jīng)過所研制的前放仍可有效測(cè)量到數(shù)據(jù)波形，有效地拓展了該輻射探測(cè)器的可測(cè)量范圍。系統(tǒng)測(cè)量到了0.9μA的微弱輻射脈沖信號(hào)，如圖15(d)所示。在示波器有效測(cè)量下，對(duì)前置放大器的輸入和輸出進(jìn)行了放大倍數(shù)標(biāo)定，系統(tǒng)的線性測(cè)量范圍基本符合圖12所示的關(guān)系。

在輸入信號(hào) 10μA時(shí)，將數(shù)字傳輸恢復(fù)結(jié)果和輸入信號(hào)進(jìn)行對(duì)比，如圖16所示。

圖16 數(shù)字化前后對(duì)比圖Fig.16 Comparison between digital and analog signals.

模擬信號(hào)經(jīng)過此ADC系統(tǒng)轉(zhuǎn)化為數(shù)字信號(hào)進(jìn)行傳輸后，在后端可較好地恢復(fù)輸入信號(hào)，在時(shí)間、幅值、波形基本形狀上都能較好地真實(shí)反映輸入模擬信號(hào)的特征性息。但是由于數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)采樣率400MHz·s?1較示波器采樣率5GHz·s?1低，在時(shí)間采樣精度上，相同時(shí)間間隔內(nèi)采樣點(diǎn)數(shù)少，所以會(huì)在某些波形形狀上部分會(huì)有些差別。通過數(shù)字化傳輸消除了由于通過同軸電纜進(jìn)行遠(yuǎn)程數(shù)據(jù)傳輸過程中有效數(shù)據(jù)的衰減和畸變，提高了系統(tǒng)傳輸過程中抗干擾噪聲影響的能力，達(dá)到了預(yù)期的目標(biāo)。

4 結(jié)語(yǔ)

通過搭建的輻射探測(cè)系統(tǒng)，對(duì)PMT+LSO閃爍體探測(cè)器的微弱γ信號(hào)測(cè)量，實(shí)現(xiàn)了所研制前置放大器和大動(dòng)態(tài)前端數(shù)字化采集和傳輸系統(tǒng)在微弱輻射探測(cè)方面的應(yīng)用和驗(yàn)證，獲得了低于1μA的微弱輻射脈沖信號(hào)，通過實(shí)驗(yàn)測(cè)試和數(shù)據(jù)比對(duì)，系統(tǒng)具有較好的輸入輸出線性關(guān)系，利用前端大動(dòng)態(tài)數(shù)字化系統(tǒng)轉(zhuǎn)換傳輸后，信號(hào)保真度較高，后端可以較好地重建數(shù)字化前信號(hào)。通過該系統(tǒng)有效地實(shí)現(xiàn)了輻射探測(cè)系統(tǒng)可測(cè)量下限的拓展，擴(kuò)大了探測(cè)器可利用測(cè)量范圍，實(shí)現(xiàn)了輻射脈沖信號(hào)的數(shù)字化傳輸和有效恢復(fù)，為輻射脈沖信號(hào)的傳輸和記錄提供了一種新方式。

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Design of weak fast pulse highly dynamic radiation signal detection system

QU Hongguang HEI Dongwei LI Binkang TIAN Xiaoxia WANG Jing LI Haitao
(State Key Lab of Intense Pulsed Radiation Simulation and Effect, Northwest Institute of Nuclear Technology, Xi’an 710024, China)

Background：The lower measure limit of radiation pulse detection is usually about hundred-μA lever due to various kinds of noise existed in electronic system. However, some detectors could get the small pulse signal at the lever of decade nA and keep the noise at the lever of nA. Therefore, the conventional detection system would not collect these weak signals.Purpose:This study aims to design and implement a radiation detection system to overcome lower limitation of detection and improve the linearity of measurement for large dynamic pulse signals.Methods:The detection system noise was analyzed to explore the lower measure limit in a wide system bandwidth range. Based on the design of low noise amplifier circuit and highly dynamic digital transmission system, it could confirm the low measure limit through the theories of a small capacitor’s output is in a linear correlation with input. Improvement was made according to experimental testing.Results:The system could process the weak pulse signals in the range of 0.8-680μA (peak) with 20MHz bandwidth. A γ-radiation pulse signal below 1μA with the LSO (Lu2SiO5)+PMT (photo multiplier tube) radiation detector was successfully obtained by experiment.Conclusion:The new radiation detection system constituted with low-noise broad-band amplifier and highly dynamic digital transmission system was useful in expanding the system measure range to improve the system detection efficiency.

Radiation detection, Low noise, Bandwidth, Low measure limit, Digital transmission

QU Hongguang, male, born in 1982, graduated and awarded a master’s degree from Northwest Institute of Nuclear Technology in 2009,

TL81

10.11889/j.0253-3219.2015.hjs.38.120404

國(guó)家自然科學(xué)基金(No.11305129)資助

渠紅光，男，1982年出生，2009年于西北核技術(shù)研究所獲碩士學(xué)位，主要從事輻射探測(cè)相關(guān)技術(shù)研究

Supported by National Natural Science Foundation of China (No.11305129)

mainly engaged in radiation detection technology research

2014-12-10，

2015-09-18

CLCTL81