段志尚，姜 波

（新疆大學 電氣工程學院，新疆 烏魯木齊830047）

微電網以其能對電力電子技術進行有效利用，且可靈活智能控制，而成為未來電力發(fā)展戰(zhàn)略的重點之一.逆變器作為微網運行中不可缺少的電力電子裝置，其穩(wěn)定運行能極大提高微電網系統(tǒng)的穩(wěn)定性和可靠性［1－2］.微網發(fā)電系統(tǒng)不僅要有并網運行的能力，還需有穩(wěn)定的離網（孤島）運行能力［3］.離網運行時，本地負載性質不同及負載突變時能否保證電壓恒壓恒頻輸出是微網逆變器控制的核心問題［4］.

目前應用較多的電壓控制策略是同步旋轉dq坐標系下采用PI調節(jié)器進行矢量控制［5］，這種控制策略基于動態(tài)模型，具有良好的動態(tài)、穩(wěn)態(tài)性能.采用這種控制策略需要坐標定向和變換，并對有功和無功進行解耦控制，運算量大［6］.運用比例諧振（proportional resonant，簡稱PR）控制能夠簡化控制過程，也可以對輸出作特定次諧波補償［7］.但在離網運行控制中，傳統(tǒng)PR控制器無法滿足不同負載對電能的要求，當負載呈感性時，輸出電壓波形諧波增加，甚至無法使系統(tǒng)穩(wěn)定.因此，對PR控制器進行研究和改進，具有現(xiàn)實意義.作者以新能源微網發(fā)電系統(tǒng)為對象，分析微網發(fā)電系統(tǒng)變流器的逆變部分并網與離網運行狀態(tài)下的控制策略.對離網感性負載時系統(tǒng)出現(xiàn)的振蕩現(xiàn)象，提出PR控制器結合慣性補償?shù)目刂撇呗?

1 微網發(fā)電系統(tǒng)并網運行控制策略

微網發(fā)電系統(tǒng)并網結構如圖1所示.太陽能電池發(fā)出的直流電能通過整流裝置匯集到直流母線，由逆變器將直流電變換為頻率穩(wěn)定的交流電并經LC濾波器濾波后，通過并網開關與電網連接.本地負載通過公共耦合點（PCC）接入微網［8］.

并網條件下，交流側的電壓被大電網鉗位，控制逆變器輸出功率的實質是控制逆變器輸出的電流.為減少控制延時和繁復的解耦過程，該文采用基于PR控制的SPWM調制來控制逆變器，并網PR控制結構如圖2所示。

三相電壓和電流經過Clark變換后得到靜止α－β坐標系下電網電壓uα，uβ和電流iα，iβ.將iα，iβ與給定的比較，誤差經PR控制器調節(jié)，經過反Clark變換后得到SPWM控制信號.PR控制器由比例環(huán)節(jié)和廣義積分環(huán)節(jié)組成.PR控制器的傳遞函數(shù)為

控制器傳遞函數(shù)在諧振頻率ω0處存在諧振峰，增益無窮大，因此對于頻率為ω0的信號可以實現(xiàn)無靜差跟蹤［9－11］.為了抑制諧波、尖峰等干擾，一般Ni（s）的階數(shù)要小于分母Di（s）的階數(shù)，否則高頻段增益會激增.

2 微網發(fā)電系統(tǒng)離網運行控制策略

2.1 離網時逆變器模型

微電網運行于離網狀態(tài)時，逆變器成為本地交流負荷的電源，負載成為逆變器輸出的一個決定因素.失去電網的支撐和鉗位后，系統(tǒng)變成自治系統(tǒng).

為了保證向本地負載提供恒幅恒頻的電壓，需要采用電壓閉環(huán)控制技術［12］，被控量從電流轉換為電壓.離網運行時輸出電壓受負載影響，本地負載若呈感性，負載中的電感會與前級LC濾波電路組成諧振電路，使輸出電壓諧波含量增加［13－14］，嚴重時系統(tǒng)輸出變得不穩(wěn)定.將逆變器濾波器與感性負載組成的諧振單元簡化為T型LCL電路［15］，如圖3所示.

圖3中，ui，ud分別為輸入和輸出電壓，根據(jù)基爾霍夫定律可得

由式（2）推導出的傳遞函數(shù)為

當Rc為0歐姆，即電容支路不串接阻尼電阻時，此時等效電路的傳遞函數(shù)為

其中：Li，Ld分別為濾波器和負載的電感，Cf為濾波電容.從式（4）看出，負載呈感性時，電壓控制閉環(huán)中增加一個3階環(huán)節(jié)，虛軸上就有一對低頻極點，系統(tǒng)就會存在自然振蕩.而PR控制器對低頻諧振抑制能力弱，傳統(tǒng)電壓PR控制下輸出電壓諧波含量增加，當諧振頻率接近基頻時，控制器參數(shù)Kr取值要求苛刻，否則會導致輸出電壓波形發(fā)散.

2.2 基于慣性補償?shù)碾x網控制

借鑒逆變器輸出濾波器設計中消除諧振的方法，即在濾波器電容支路串聯(lián)電阻，來對濾波器的阻尼適當補償從而抑制諧振現(xiàn)象.從式（3）可以看出，在濾波電容支路加入阻尼，實質上是改變了系統(tǒng)的開環(huán)零點，同時將極點向左半平面移動，使得系統(tǒng)更加穩(wěn)定.應用這種方式提高系統(tǒng)穩(wěn)定性的同時使功率消耗大，因而逆變器電能轉換效率降低.為克服這個不利因素，對控制結構做出改進，控制結構如圖4所示.通過在控制回路加入慣性環(huán)節(jié)，配置系統(tǒng)的零點和極點，達到與加入阻尼相同的效果，增強對諧振的抑制，由此改善系統(tǒng)動態(tài)性能.

采取慣性補償后，濾波器與負載的傳遞函數(shù)變?yōu)?階慣性系統(tǒng).根據(jù)圖4中的控制結構，推導出此時的濾波器的閉環(huán)傳遞函數(shù)變?yōu)?/p>

其中：d＝ωζCfLdLi＋2RLi，k＝R2＋2ωζCfLdR＋LiRcCf，Li為濾波器電感，R為逆變器內阻，Ld為負載中的電感，ζ為所加入慣性環(huán)節(jié)的阻尼系數(shù)，Cf為濾波電容，Rc為濾波電容等效電阻.改進后的濾波器傳遞函數(shù)形式與式（4）相同，調整ζ的值可以調整系統(tǒng)閉環(huán)零點和極點的大小，從而改善系統(tǒng)的性能.調整阻尼系數(shù)ζ的值可以間接調整系統(tǒng)阻尼，ζ取值與負載電感和系統(tǒng)采樣頻率相關.ζ越大，系統(tǒng)慣性越大，ζ取值太小，慣性補償效果不明顯，但取值過大，輸出電壓波形含大量諧波，電流電壓存在相位差.

3 仿真與分析

3.1 并網控制策略仿真

將并網控制時PR控制策略用MatLab軟件進行仿真.LC濾波器的參數(shù)為：L＝5mH，Cf＝47μF，直流側電壓400V，電網電壓220V，初始電流給定值i＝2.0A，開關頻率為10kHz，控制器參數(shù)Kp＝5，Kr＝1.2.

并網時PR調節(jié)器控制電流仿真波形如圖5所示.從圖5a可以看出，逆變器網側電流幅值快速達到給定，波形正弦，電流紋波少，電流THD＝3.71%.在0.05s電流給定從初始的2A階躍到4A后，電流調整迅速，控制效果明顯.圖5b中幅值大的波形為相電壓波形，幅值小的波形為相電流波形.為了便于觀察，已將圖5b電流波形放大12倍.從圖5b中可以看出電流電壓同相位，功率因數(shù)接近1，當電流給定變化時，網側電壓并不受影響.由此可知，正交α－β坐標下的PR控制能夠在并網條件下，較好地控制電流輸出.

3.2 離網控制策略仿真

為了驗證所提出的離網電壓控制策略能夠適應不同負載，首先考察PR控制器對未加入慣性補償?shù)南到y(tǒng)在功率因數(shù)為0.85（滯后）時的控制效果；然后對加入慣性補償?shù)目刂葡到y(tǒng)采取負載切換，即：系統(tǒng)帶純阻性負載啟動，在0.05s時，切換至功率因數(shù)為0.85的感性負載.仿真參數(shù)為：負載電阻Rd1＝110Ω，Rd2＝110Ω，負載電感Ld2＝120mH，LC濾波電感Li＝50mH，濾波電容Cf＝47μF，相電壓幅值給定u0＊＝220V，頻率給定f＊＝50Hz.

圖6為無慣性補償系統(tǒng)負載呈感性時輸出的三相電壓.由圖6無慣性補償系統(tǒng)負載呈感性時輸出的三相電壓可以看出，輸出電壓波形有正弦趨勢，但是諧波含量大且系統(tǒng)輸出的電壓振蕩.在加入慣性補償?shù)沫h(huán)節(jié)中，取阻尼系數(shù)ζ＝3.5.圖7為慣性補償后負載變化時的三相電壓與電流.從圖7a中可以看出，t＝0.05s之前，微網系統(tǒng)在純阻性負載下輸出的三相電壓是穩(wěn)定的正弦波，幅值達到了給定的220 V，諧波含量低，電壓THD＝1.16%.從圖7b中可以看出，逆變器輸出的電流也為穩(wěn)定三相正弦波，幅值為2.1A.t＝0.05s時，投入感性負載，加入了慣性補償?shù)南到y(tǒng)在負載突變時，電壓出現(xiàn)微小波動后能迅速恢復穩(wěn)定正弦波形，電壓能準確跟蹤給定值.可見在離網條件下，采用了慣性補償后的PR控制策略能使逆變器穩(wěn)定地向阻性負載提供可靠電能.

圖8為慣性補償后逆變器的輸出功率.由圖8可知，負載變化前有功功率穩(wěn)定在400W左右，負載變化后在感性負載的作用下，有功功率提升至800W左右，同時無功功率從0變化至200Var左右，基本達到給定電流條件.慣性補償環(huán)節(jié)的加入使得系統(tǒng)能在感性負載時穩(wěn)定，逆變器同時輸出有功功率和無功功率，在感性負載投入的瞬間，功率變化比較平滑.

4 結束語

作者對微網逆變器的并網運行和離網運行兩種模式的比例諧振控制策略進行了分析.針對離網模式感性負載情況下控制器控制效果不理想的問題，提出了采用慣性補償?shù)目刂撇呗詠韽浹aPR控制器的不足.仿真結果表明所設計控制系統(tǒng)具有較好的動態(tài)性能和穩(wěn)態(tài)性能.

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