周瑋陽 虞曉陽 金 科 劉志軍

（南京航空航天大學(xué) 江蘇省新能源發(fā)電與電能變換重點實驗室 南京 210016）

0 引言

半橋三電平（Three Level,TL）變換器具有主開關(guān)管電壓應(yīng)力低，主功率管可以實現(xiàn)軟開關(guān)等優(yōu)點[1-7]，因此非常適合應(yīng)用于地鐵動車輔助電源、船舶供電等[8-10]高電壓輸入的功率變換場合。

文獻(xiàn)[11,12]提出的四開關(guān)半橋TL 直流變換器如圖1 所示，分壓電容可以鉗位一次側(cè)開關(guān)管，電路結(jié)構(gòu)簡單；沒有鉗位二極管和飛跨電容，避免了可能出現(xiàn)的開關(guān)電容模態(tài)，可靠性高。在實際應(yīng)用中，由于控制電路、驅(qū)動電路以及主電路參數(shù)的差異，使得分壓電容不均壓，隔直電容電壓不等于輸入電壓的一半，一次側(cè)開關(guān)管以及二次側(cè)整流二極管的電壓應(yīng)力增加，對變換器的安全可靠工作造成影響，因此需要引入電容電壓控制電路來均衡輸入分壓電容電壓以及保證隔直電容電壓等于輸入電壓的一半。

圖1 四開關(guān)半橋三電平直流變換器Fig.1 Four switches half-bridge TL converter

大多數(shù)三電平結(jié)構(gòu)的變換器存在分壓電容不均壓問題。對于非隔離三電平結(jié)構(gòu)變換器中的輸入分壓電容電壓控制，文獻(xiàn)[13,14]提出了一種方法，它通過反饋分壓電容電壓，調(diào)整開關(guān)管的導(dǎo)通時間，實現(xiàn)分壓電容的均壓，從而保證開關(guān)管電壓均衡。文獻(xiàn)[15]中對于飛跨電容鉗位隔離型三電平變換器的分壓電容電壓控制，是通過控制飛跨電容電壓，調(diào)節(jié)正負(fù)半周占空比，實現(xiàn)輸入分壓電容均壓。因為在飛跨電容和輸入分壓電容并聯(lián)模態(tài)可以鉗位分壓電容。這兩種方式均采用調(diào)節(jié)控制信號單沿來調(diào)節(jié)占空比，從而實現(xiàn)調(diào)節(jié)每個半周期分壓電容分別輸出的能量，均衡分壓電容電壓的目的。本文研究的四開關(guān)半橋TL 直流變換器，負(fù)載能量正半周由輸入源提供，而負(fù)半周由隔直電容提供，因此上述文獻(xiàn)提供的方法也可以用來控制隔直電容電壓。但是本文研究的變換器受控對象有兩個，即隔直電容和輸入分壓電容，因此需要找到另外一個自由度來控制分壓電容電壓。由于半橋TL 變換器一組開關(guān)管驅(qū)動信號互補，這種單沿調(diào)制方式在調(diào)節(jié)占空比的同時會影響到控制信號的相位差。

本文針對一次側(cè)四開關(guān)TL 結(jié)構(gòu)，首先分別分析正負(fù)半周占空比以及驅(qū)動信號相位差這兩個自由度對分壓電容和隔直電容電壓的影響，指出可以通過調(diào)節(jié)這兩個受控量校正各種原因造成的偏壓現(xiàn)象。然后提出了一種雙沿調(diào)制電容電壓控制策略，最后給出實驗結(jié)果，以驗證理論分析和控制策略的正確性。

1 電容偏壓分析

本文以圖1 所示的變換器拓?fù)溥M(jìn)行分析，圖2為變換器主要工作波形圖。為了便于分析，這里假設(shè)Dp為正半周的占空比，Dn為負(fù)半周的占空比，Tpf為正半周續(xù)流時間，Tnf為負(fù)半周續(xù)流時間，Ts為開關(guān)周期，vAB為橋臂AB 點電壓，ip為一次電流，Vin為輸入電壓，VCb為隔直電容Cb電壓，VCd1、VCd2分別為分壓電容Cd1、Cd2電壓，iLf為濾波電感Lf電流，iVDR1、iVDR2為整流管VDR1、VDR2電流。

圖2 四開關(guān)半橋三電平直流變換器主要工作波形Fig.2 Key waveforms of four switches half-bridge TL converter

當(dāng)變換器穩(wěn)態(tài)工作時，主變壓器磁通守恒。工作模態(tài)如圖3a、圖3c 所示，根據(jù)主變壓器的磁通平衡可得

在理想工作條件下，驅(qū)動完全對稱，正負(fù)半周占空比Dp=Dn，忽略死區(qū)，隔直電容Cb電壓為

當(dāng)變換器工作在一次側(cè)續(xù)流模態(tài)時，如圖3b、圖3d 所示，分壓電容Cd1充放電時間相等Tpf=Tnf，續(xù)流階段起始電流相等，因此VCd1、VCd2均為Vin/2。

每一個學(xué)生都有著學(xué)生是學(xué)習(xí)的主體，德、智、體全面發(fā)展是教育的主旨。每個學(xué)生都有自己的長處和不足，因此對于學(xué)生的優(yōu)點進(jìn)行及時的肯定，引導(dǎo)學(xué)生對不足之處進(jìn)行反思，使他獲得自我評價成功的體驗，為他形成正確的人生觀和世界現(xiàn)奠定基礎(chǔ)。

圖3 變換器工作基本模態(tài)圖Fig.3 Operation modes of the converter

但在實際工作中，由于控制和驅(qū)動電路的延時以及主功率管的特性不一致等因素造成 Dp≠Dn、Tpf≠Tnf，導(dǎo)致分壓電容和隔直電容電壓不為Vin/2，即存在偏壓問題。如果分壓電容不均壓，會導(dǎo)致上下橋臂開關(guān)管電壓應(yīng)力增加，可能導(dǎo)致開關(guān)管壽命減短甚至損壞。而隔直電容電壓不等于Vin/2 則會導(dǎo)致二次側(cè)整流二極管的電壓應(yīng)力增加，器件發(fā)熱不均，嚴(yán)重情況下會導(dǎo)致電路損壞。

1.1 正、負(fù)半周占空比不等

當(dāng)驅(qū)動正、負(fù)半周占空比不等時，如圖4a 所示，即Dp≠Dn時，由式（2）得，當(dāng)Dp＞Dn時，VCb高于Vin/2；反之，Dp＜Dn時，VCb低于Vin/2。隔直電容出現(xiàn)偏壓問題。

圖4 偏壓的情況Fig.4 Voltage unbalance operation conditions

假設(shè)Dp＞Dn，此時VCb高于Vin/2。忽略軟開關(guān)的過程，穩(wěn)態(tài)運行時，由于隔直電容Cb在整個周期內(nèi)安秒積為零，分壓電容Cd1在續(xù)流階段Tpf、Tnf的安秒積為零，所以隔直電容在DpTs、DnTs內(nèi)的安秒積也為零，因此在DpTs、DnTs內(nèi)電流平均值IP1、IN1滿足

DpTs、DnTs內(nèi)電流變化量ΔIP、ΔIN為

式中，L為濾波電感；Vo為輸出電壓；K為變壓器一次、二次電流比。由式（4）可得，占空比小的半周期Dn電感電流紋波大，平均值大，因此正負(fù)半周續(xù)流階段Tpf、Tnf起始電流Ip＜In，輸入分壓電容存在不均壓現(xiàn)象。

由正、負(fù)半周續(xù)流時間相等Tpf=Tnf，根據(jù)穩(wěn)態(tài)時正、負(fù)半周續(xù)流時段內(nèi)，Cd1的安秒積相等，即

可得IP2=IN2。其中，IP2為Tpf內(nèi)平均電流，IN2為Tnf內(nèi)平均電流。所以穩(wěn)態(tài)時，輸入分壓電容Cd1電壓必須高于隔直電容Cb電壓，使得一次電流在正半周上升，負(fù)半周下降，最終IP2=IN2。

1.2 正、負(fù)半周相位差不等于180°

若驅(qū)動正、負(fù)半周相位差不等于180°，但是占空比相等（Dp=Dn=D）時，如圖4b 所示，由式（2）可以得到隔直電容電壓VCb=Vin/2。因此，正、負(fù)半周相位差并不影響隔直電容的電壓。

但是如果正負(fù)半周相位差不等于180°，則正、負(fù)半周續(xù)流階段時間不等。假設(shè)驅(qū)動信號正、負(fù)半周相位差為180°-θ（θ＞0），續(xù)流時間Tpf、Tnf分別為

即Tpf＜Tnf。同時，正、負(fù)半周續(xù)流階段的起始電流相等Ip=In。根據(jù)穩(wěn)態(tài)時正、負(fù)半周續(xù)流時段內(nèi)，分壓電容Cd1安秒積為零，得IP2＞IN2，因此輸入分壓電容Cd1電壓必須大于隔直電容Cb電壓，使得在Tpf階段內(nèi)電流上升，在Tnf階段內(nèi)電流下降，從而平均電流IP2＞IN2，所以VCd1＞Vin/2。

結(jié)論:當(dāng)驅(qū)動出現(xiàn)正、負(fù)半周相位差不等于180°時，相位差越小，輸入分壓電容Cd1電壓越高。隔直電容電壓不受影響。

通過以上分析可知，正、負(fù)半周占空比不等會導(dǎo)致隔直電容偏壓，同時引起輸入分壓電容分壓不均；但是正、負(fù)半周相位差不等于180°只會導(dǎo)致分壓電容分壓不均。因此，對于主電路參數(shù)不一致以及控制電路的延時等原因引起的隔直電容偏壓和輸入分壓電容不均壓的問題，可以通過調(diào)節(jié)正、負(fù)半周占空比以及相位差來校正。

2 電容電壓控制策略

針對一次側(cè)四開關(guān)結(jié)構(gòu)的三電平變換器的隔直電容和輸入分壓電容偏壓問題，結(jié)合上述分析，本文提出了一種電容電壓控制策略:隔直電容電壓控制通過修正正、負(fù)半周的占空比來實現(xiàn)；而輸入分壓電容不均壓可能由正、負(fù)半周占空比以及相位差兩方面原因造成，因此為了確保輸入分壓電容均壓必須首先校正隔直電容電壓。當(dāng)正、負(fù)半周占空比被隔直電容控制電路校正后，只需調(diào)整正、負(fù)半周的相位差，即可實現(xiàn)輸入分壓電容均壓的目的。

圖5 所示為電容電壓控制電路主要工作波形圖。在控制電路中，三角載波VTRI1和VTRI2幅值相等，相位相差180°，輸出電壓調(diào)節(jié)器誤差信號VEA_Vo分別與 VTRI1和 VTRI2交截產(chǎn)生控制信號 Q2_dri和Q4_dri，Q2_dri和Q4_dri脈寬相等，相位差等于180°，波形如圖5 中Drive1所示。理想情況下，控制信號經(jīng)過驅(qū)動電路送到功率管柵源極的信號完全對稱，主電路也完全對稱，隔直電容和輸入分壓電容電壓均為輸入電壓的一半。但實際工作中，由于驅(qū)動電路的延時以及主電路的不對稱等原因會造成實際功率管柵源極的驅(qū)動信號脈寬不等、相位差不等于180°，那么隔直電容和輸入分壓電容就會出現(xiàn)偏壓的工作狀態(tài)。

圖5 電容電壓控制主要波形圖Fig.5 Key waveforms of capacitor voltage control

下面分析該控制電路的工作過程。圖6 所示為分壓電容和隔直電容電壓控制電路框圖。Vo_f為變換器輸出電壓采樣，Vo_ref為輸出電壓的基準(zhǔn)電壓，VCb_f為隔直電容電壓采樣，Vcin_f為輸入電壓采樣，VCd1_f為輸入分壓電容Cd1電壓采樣。VEA_Vo為輸出電壓調(diào)節(jié)器誤差輸出，VEA_Cb為隔直電容電壓調(diào)節(jié)器誤差輸出，VEA_Cd為輸入分壓電容Cd1電壓調(diào)節(jié)器誤差輸出。輸出電壓調(diào)節(jié)器的誤差信號VEA_Vo加上VEA_Cb得到VEA1，減去VEA_Cb得到VEA2。VEA1加上分壓電容誤差調(diào)節(jié)器輸出VEA_Cd得到VEA3，減去VEA_Cd得到VEA4；VEA2加上VEA_Cd得到VEA5，減去VEA_Cd得到VEA6。VEA3、VEA4分別與VTRI1交截生成A1、A2，VEA5、VEA6分別與VTRI2交截生成A3、A4。A1、A4通過下降沿捕獲分別得到Clock1、Clock4，A2、A3通過上升沿捕獲分別得到Clock2、Clock3。Clock1、Clock2通過RS 觸發(fā)器生成驅(qū)動信號Q2_dri，Clock3、Clock4通過RS 觸發(fā)器生成Q4_dri。Q2_dri、Q4_dri分別通過反相互補生成Q1_dri、Q3_dri。

圖6 電容電壓控制電路框圖Fig.6 Capacitor voltage control circuit diagram

在隔直電容電壓控制電路中，如果 VCb低于Vin/2，那么VEA_Cb為正，使VEA1增大，VEA2減小，從而使Q2_dri的占空比減小，Q4_dri的占空比增大，波形如圖5 中Drive2所示。通過對Q2_dri占空比的減小和對Q4_dri占空比的增大，使得VCb迅速上升。相反，如果VCb高于Vin/2，那么VEA_Cb為負(fù)，使VEA1減小，VEA2增大，Q2_dri的占空比增大，Q4_dri的占空比減小，VCb迅速下降。最終，VCb=Vin/2，從而校正了Cb的偏壓現(xiàn)象。

此時，隔直電容已經(jīng)校正完畢。在輸入分壓電容均壓電路中，如果VCd1高于Vin/2，那么VEA_Cd為負(fù)，使VEA3和VEA5減小，VEA4和VEA6增大，A1和A3脈寬增大，A2和A4脈寬減小。Q2_dri上升沿和下降沿同時向后移動，Q4_dri上升沿和下降沿同時向前移動，波形如圖5 中Drive3所示。正半周的續(xù)流時間增加，負(fù)半周的續(xù)流時間減少，Cd1的放電時間增加，充電時間減少，VCd1迅速下降。相反，如果VCd1低于Vin/2，那么VEA_Cd為正，使VEA3和VEA5增大，VEA4和VEA6減小，A1和A3脈寬減小，A2和A4脈寬增大。Q2_dri上升沿和下降沿同時向前移動，Q4_dri上升沿和下降沿同時向后移動，VCd1迅速上升。最終，VCd1=Vin/2，從而實現(xiàn)Cd1和Cd2均壓控制。

由上述分析可知，隔直電容電壓控制電路通過雙沿調(diào)制，沒有改變兩路驅(qū)動信號之間的相位差；而輸入分壓電容均壓電路通過移相控制，也不改變占空比大小。隔直電容電壓控制電路和分壓電容均壓電路分別只調(diào)節(jié)一個受控量，因此不會出現(xiàn)相互耦合調(diào)節(jié)的現(xiàn)象，更容易趨于穩(wěn)定。

3 實驗結(jié)果

為了驗證理論分析和電容電壓控制策略，實驗室研制了一臺四開關(guān)三電平直流變換器原理樣機。系統(tǒng)參數(shù)如下:輸入電壓 Vin=800V；輸出電壓Vo=28V；輸出功率Po=2kW；Q1～Q4:IRFP460A；VDR1～VDR2:STPS200170TV1Y；分壓電容 Cd1=Cd2=470×2μF/450V；隔直電容Cb=4.7μF/700V。

為了驗證正、負(fù)半周占空比以及相位差對分壓電容以及隔直電容電壓的影響，實驗中分別向分壓電容電壓調(diào)節(jié)器和隔直電容電壓調(diào)節(jié)器輸出端注入固定電平，構(gòu)造占空比和相位差不對稱情況。圖7 所示為偏壓工作下的主要波形圖。圖7a 給出了正半周占空比大于負(fù)半周的變換器工作波形:vAB正半周為Vin，負(fù)半周電壓高于Vin/2；ip在負(fù)半周峰值大于正半周；VCb高于Vin/2，VCd1高于VCb，所以上橋臂開關(guān)管Q1電壓應(yīng)力高于下橋臂開關(guān)管Q3。圖7b 給出了正、負(fù)半周驅(qū)動相位差小于180°的變換器工作波形:vAB正半周為Vin，負(fù)半周電壓高于Vin/2；VCb=Vin/2，不受相位差影響，VCd1＞Vin/2，所以上橋臂開關(guān)管Q1電壓應(yīng)力高于下橋臂開關(guān)管Q3。同時，由于負(fù)半周續(xù)流結(jié)束后，一次電流反向不能實現(xiàn)一次側(cè)開關(guān)管的軟開關(guān)，Q3關(guān)斷、Q4開通是硬開關(guān)的過程，vAB出現(xiàn)電壓振蕩。圖7a、圖7b 驗證了偏壓運行的惡劣情況以及偏壓理論分析的正確性。

圖7 偏壓工作波形Fig.7 Experimental results of voltage unbalance

在圖7 所示的正、負(fù)半周占空比和相位差不對稱程度下，圖8 給出了引入電容電壓策略后的變換器工作波形。從圖8 可以看出，vAB和ip正負(fù)半周對稱，VCd1和VCb均等于Vin/2，上、下橋臂開關(guān)管電壓應(yīng)力相等。二次側(cè)整流二極管電壓應(yīng)力也相等。而二極管上的電壓振蕩是由于二極管結(jié)電容和變壓器漏感諧振造成，無可避免。實驗波形驗證了電容電壓控制策略的有效性。

圖8 引入電容電壓控制實驗波形Fig.8 Experimental results with capacitor voltage control strategy

4 結(jié)論

本文針對四開關(guān)半橋TL 直流變換器可能出現(xiàn)的輸入分壓電容和隔直電容的偏壓運行問題，提出了一種雙沿調(diào)制的電容電壓策略，通過調(diào)節(jié)正、負(fù)半周占空比以及相位差，實現(xiàn)分壓電容和隔直電容的電壓控制，提高變換器運行的可靠性。實驗結(jié)果驗證了本文理論分析和電容電壓控制策略的有效性。

[1]Nabae A,Takahashi I,Akagi H.A new neutral-clamped PWM inverter[J].IEEE Transaction on Industry Applications,1981,17(5)：518-523.

[2]Pinheiro J R,Barbi I.The three-level ZVS-PWM DC-DC converter[J].IEEE Transactions on Power Electronics,1993,8(4)：486-492.

[3]阮新波,周林泉,嚴(yán)仰光.一種新穎的零電壓零電流開關(guān)PWM 三電平直流變換器[J].電工技術(shù)學(xué)報,2001,16(2)：41-46.Ruan Xinbo,Zhou Linquan,Yan Yangguang.A novel zero-voltage and zero-current-switching PWM threelevel converter[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2001,16(2)：41-46.

[4]Ruan Xinbo,Zhou Linquan,Yan Yangguang.Soft switching PWM three-level converters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2001,16(5)：612-622.

[5]Ruan Xinbo,Xu Dayu,Zhou Linquan,et al.Zerovoltage-switching PWM three-level converter with two clamping diodes[J].IEEE Transactions on Industrial Electronics,2002,49(4)：790-799.

[6]王慧貞,蔡兆奇,劉軍,等.三電平雙降壓式半橋逆變器[J].電工技術(shù)學(xué)報,2009,24(2)：73-77.Wang Huizhen,Cai Zhaoqi,Liu Jun,et al.A novel three level dual buck half bridge inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2009,24(2)：73-77.

[7]張先進(jìn),龔春英.三電平半橋電壓平衡器[J].電工技術(shù)學(xué)報,2012,27(8)：114-119.Zhang Xianjin,Gong Chunying.Three-level half bridge voltage balancers[J].Transactions of China Electrotechnical Society,2012,27(8)：114-119.

[8]Fu D,Lee F C,Qiu Y,et al.A novel high-power-density three-level LCC resonant converter with constantpower-factor-control for charging applications[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2008,23(5)：2411-2420.

[9]Cheok A D,Kawamoto S,Matsumoto T,et al.High power AC/DC converter and DC/AC inverter for high speed train applications[C].Proceedings IEEE TENCON,2000：423-428.

[10]Barbi I,Gules R,Redl R,et al.DC-DC converter：four switches Vpk=Vin/2,capacitive turn-off snubbing,ZV turn-on[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2004,19(4)：918-927.

[11]eong-Mun S,McDowell R,Bushnell A,et al.A three-level DC-DC converter with wide-input voltage operations for ship-electric-power-distribution systems[J].IEEE Transactions on Plasma Science,2004,32(5)：1856-1863.

[12]Liu Zhijun,Yu Xiaoyang,Jin Ke.A novel self-driven current-doubler-rectifier three-level converter with integrated magnetic[C].3rd IEEE International Symposium on PEDG Systems,2012：499-504.

[13]金科,阮新波.零電壓開關(guān)多諧振三電平直流變換器的控制策略[J].中國電機工程學(xué)報,2004,24(12)：29-33.Jin Ke,Ruan Xinbo.Control strategy for zero-voltageswitching multi-resonant three-level converters[J].Proceedings of the CSEE,2004,24(12)：29-33.

[14]阮新波,危健,薛雅麗.非隔離三電平變換器中分壓電容均壓的一種方法[J].中國電機工程學(xué)報,2003,23(10)：27-31.Ruan Xinbo,Wei Jian,Xue Yali.A method to balance the voltage of the divided capacitors in non-isolated three-level converters[J].Proceedings of the CSEE,2003,23(10)：27-31.

[15]饒勇.基于PWM 控制三電平全橋雙向直流變換器的研究[D].南京：南京航空航天大學(xué),2012.