榮德生， 陳淑涵， 李洪珠， 張東宇

(遼寧工程技術(shù)大學電氣與控制工程學院，遼寧葫蘆島125105)

隨著環(huán)境污染以及石油資源枯竭等問題的日益加重，電池組作為主要的儲能電源廣泛應(yīng)用于電動汽車、混合電動汽車(HEV)等高效、清潔的運輸工具[1-3]。為滿足混合電動汽車再生制動或啟動加速階段電壓等級的要求，電池組電壓需要達到200 V以上。然而電池單體電壓較低，需要很多單體串聯(lián)來提高電壓等級。在電池串聯(lián)使用時，由于電池內(nèi)部化學特性以及操作環(huán)境的不同，造成電池單體間電荷水平不均衡，導致電池使用壽命降低甚至發(fā)生爆炸。因此，為了延長電池壽命、確保安全，串聯(lián)電池組中單體電池的不均衡可通過均衡電路來減小或消除，確保每個電池保持在相同的電荷水平[4]。

目前已有很多電池均衡方法，主要分為兩大類：耗散型和非耗散型。耗散型均衡方法包括并聯(lián)分流電阻法、并聯(lián)穩(wěn)壓二極管法，優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單、易于實現(xiàn)且無需控制；缺點是損耗大、效率低。非耗散型均衡方法包括集中式繞組變壓器法、Buck-boost型[5]變換器法與開關(guān)電容法為代表的相鄰電池單體均衡方法、多隔離型DC-DC變換器法(MIC)等。集中式多繞組變壓器法的優(yōu)點是結(jié)構(gòu)簡單，僅有一個變壓器；缺點是因不易降低二次側(cè)漏電感而導致無法精確均壓。相鄰電池單體均衡法優(yōu)點是降低了開關(guān)管電壓應(yīng)力、提高了均衡精確度；缺點是均衡周期較長。MIC法相對而言精確性以及快速性更好。在眾多MIC方法中，反激式DC-DC變換器[6-7]又因結(jié)構(gòu)簡單而被廣泛使用，但開關(guān)管電壓應(yīng)力較高。

本文采用一種新型雙開關(guān)反激式電池組均衡方法，在充電型反激式均衡器中采用雙開關(guān)結(jié)構(gòu)，延續(xù)了MIC方案的快速性與準確性的同時，共用開關(guān)管和鉗位二極管的拓撲結(jié)構(gòu)解決了開關(guān)管電壓應(yīng)力高的問題。

1 均衡器拓撲電路

介紹的n個電池串聯(lián)組成的反激式電壓均衡器拓撲如圖1所示。整體電池組有一個共用開關(guān)管Scom和一個鉗位二極管Dcom。每個電池單體連接一個開關(guān)管Sn、鉗位二極管Dcn、整流二極管Drn、變壓器Tn。

傳統(tǒng)的反激式均衡器可分為三種形式：充電型、放電型、雙向型。充電型相較于后兩者結(jié)構(gòu)簡單、無隔離驅(qū)動，但開關(guān)管承受的電壓應(yīng)力較大，為此在單體間連接雙開關(guān)反激變換器，但同時增加了有源器件的數(shù)量。新型雙開關(guān)反激式電池串均衡器的共用開關(guān)管Scom和共用鉗位二極管Dcom結(jié)構(gòu)減少了有源器件數(shù)量，同時確保了均衡精確性以及快速性。

圖1 雙開關(guān)反激式均衡器拓撲

2 均衡原則

雙開關(guān)反激式電路運行在不連續(xù)導通模式(DCM)模態(tài)。共用開光管Scom的導通、關(guān)斷為固定占空比和周期。當電池Bn處于欠充電狀態(tài)，低壓側(cè)開關(guān)Sn的導通、關(guān)斷與共用二極管Dcom同步。此時，電能從總電池串流向欠充電池。相反，當電池Bn過充時，開關(guān)管Sn在整周期處于關(guān)斷狀態(tài)。由于此狀態(tài)下相應(yīng)變換器不工作，因此沒有能量流向過充電池。能量從過充電池流向欠充電池，實現(xiàn)均衡。圖2為均衡器穩(wěn)態(tài)運行主要波形。為了進行模態(tài)分析，有如下假設(shè)：只有電池B1是欠充狀態(tài)。因此只運行B1連接的反激式變換器；所有開關(guān)(Scom，S1～Sn)為理想開關(guān)，只有內(nèi)部二極管和寄生電容；鉗位二極管(Dcom，Dc1～Dcn)以及整流二極管(Dr1～Drn)均為理想開關(guān)管；除以上指定器件外，其他器件寄生參數(shù)忽略不計。

圖2 雙開關(guān)電池組均衡器運行主要波形

如圖3(a)所示，模態(tài)Ⅰ：在t0時刻，Scom和S1同時導通，電池堆電壓Vstack施加到串聯(lián)的磁化電感Lm1和漏感Llkg1上。因此Dr1是反向偏置的，而且能量存儲在Lm1中，且Lm1和Llkg1的電流線性增加，如式(1)所示。在t1時刻，Scom和S1同時關(guān)斷。

如圖3(b)所示，模態(tài)Ⅱ：t1時刻，Scom和S1同時關(guān)斷以后，ILlkg1給Scom的寄生電容Cocom和S1的寄生電容Coss1進行充電，當開關(guān)Scom和S1的漏源電壓之和(Vdscom+Vds1)大于總電池對電壓與欠充電池反射電壓之和(Vstack+NpVB1/Ns)時，二極管Dr1導通，極化電感Lm1電壓鉗位到NpVB1/Ns。此時，Llkg1、Cocom和Coss1處于諧振狀態(tài)。同時，由于諧振導致Vdscom和Vds1電壓進一步提高。當Vdscom和Vds1達到Vstack時，二極管Dcom和Dc1導通，因此Vdscom和Vds1鉗位到Vstack。

如圖3(c)所示，模態(tài)Ⅲ：在t2時刻電感Lm1鉗位到NpVB1/Ns，Vdscom和 Vds1鉗位到 Vstack。此時，Llkg1端電壓為NpVB1/Ns－Vstack。由于電壓反向，電感Lm1和Llkg1的電流線性減小，如式(2)和式(3)所示。Im1和Ilkg1的差值反射到變壓器二次側(cè)并對電池B1進行充電。

如圖3(d)所示，模態(tài)Ⅳ：在t3時刻Lm1下降到0，此時，Lm1、Cocom和Coss1處于諧振狀態(tài)。從t4時刻重復之前操作，Scom和S1同時導通。

圖3 各模態(tài)均衡器等效電路圖

3 雙開關(guān)反激式變換器設(shè)計

3.1 變壓器變比Np∶Ns

為了避免變壓器飽和，變換器需運行在DCM模態(tài)。為確保實現(xiàn)DCM，變壓器最小匝比為：

式中：D為占空比；Ts為開關(guān)周期。

當開關(guān)Scom和S1同時關(guān)斷時，電流Imn和Ilkgn的差值反射到變壓器二次側(cè)并對電池B1進行充電。能量由總電池堆流向欠充電池單體，此時Imn要遠大于Ilkgn。變壓器匝比的最大值為：

3.2 磁化電感Lmn

由式(1)和式(3)可得，變壓器一次側(cè)電流平均值Ilkgn，avg為：

同樣，整流二極管的電流平均值IDrn，avg為：

假設(shè)欠充電池的單體數(shù)為Nu，由總電池堆流向變壓器一次側(cè)的電流平均值為：

欠充電池的充電電流平均值為整流二極管電流平均值IDrn，avg與Nu個欠充單體時變壓器一次側(cè)電流IDis，avg的差值，表達式為：

由式(9)可知，磁化電感Lmn越小，均衡速度越快，但過小的磁化電感造成變壓器體積過大。

3.3 數(shù)字實現(xiàn)

電荷狀態(tài)(SOC)反映了電池的電荷水平，與電池的開路電壓相關(guān)。因此通過均衡開路電壓實現(xiàn)均衡電池電荷水平。由于電池內(nèi)阻的存在，電池開路電壓與電池端電壓不相等。當均衡器運行時，對欠充電池進行充電，過充電池進行放電，相應(yīng)的欠充電池單體端電壓升高、過充單體端電壓下降。結(jié)果導致欠充單體端電壓傳感高于過充單體端電壓。因此很難均衡電池開路電壓，進而很難均衡SOC。

本文介紹的均衡方法通過數(shù)字控制器的內(nèi)部定時器重復進行電壓傳感、均衡、暫停。在暫停階段，電池的端電壓接近開路電壓，這就決定了無論電池應(yīng)該被充電還是放電，通過傳感端電壓就可以得到開路電壓。因此，可以容易地精確實現(xiàn)SOC均衡。

4 仿真和實驗結(jié)果

表1給出了圖4中各個元器件的值，采用3.9 V/2 600 mAh的鋰離子電池，工作頻率和占空比分別固定為45 kHz和40%。

表1 元器件的值

圖4 電池組均衡過程

實驗時四個鋰電池的初始電壓分別為 3.827、3.995、3.993、3.990 V，均衡器運行6 min，暫停3 min。圖4給出了按照實驗參數(shù)仿真得到的實驗結(jié)果，欠充鋰電池B1充電運行，過充電池B2、B3、B4放電運行，大約在138 min時，四個鋰電池的電壓相等，約為3.93 V。

圖5為傳統(tǒng)反激式均衡器與新型雙開關(guān)反激式均衡器均衡過程主要波形對比圖。圖5(a)為傳統(tǒng)型主要工作波形，最大開關(guān)電壓應(yīng)力是總電池堆電壓、電池反射電壓以及漏電感峰值電壓的總和，開關(guān)電壓峰值超過100 V。圖5(b)為新型均衡器主要工作波形，由于開關(guān)結(jié)構(gòu)，電壓應(yīng)力鉗位到總電池堆電壓，開關(guān)電壓峰值大約為20 V。

圖5 電壓均衡器主要工作波形對比圖

5 總結(jié)

本文介紹了一種基于雙開關(guān)反激式拓撲的新型充電型MIC電池組均衡器。與傳統(tǒng)反激式方案相比，采用共用開關(guān)管以及共用鉗位二極管結(jié)構(gòu)大大降低了電路的復雜程度，降低了開關(guān)管電壓應(yīng)力。分析電路運行原則，對變壓器進行設(shè)計。實驗結(jié)果證實，采用該方案可將開關(guān)電壓應(yīng)力由傳統(tǒng)方案的100 V降低到20 V。因此，該均衡方案適用于大電壓電池堆的HEV等應(yīng)用場合[8]。

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