王立喬 嚴(yán)江濤

（燕山大學(xué)電力電子節(jié)能與傳動控制河北省重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室 秦皇島 066004）

1 引言

多電平變流器由于可直接實(shí)現(xiàn)大容量的輸出且無需變壓器連接，成為當(dāng)前大容量電力電子設(shè)備的重要拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)方案，在大功率傳動系統(tǒng)[1,2]、電能質(zhì)量控制[3,4]及大規(guī)?？稍偕茉蠢肹5]等場合得到了廣泛的應(yīng)用。

多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)有二極管鉗位型多電平變流器、飛跨電容型多電平變流器及級聯(lián)型多電平變流器三種基本結(jié)構(gòu)[6,7]。這些基本結(jié)構(gòu)均存在一些問題如元器件數(shù)目過于龐大、直流電壓難以均衡等。為了解決這些問題，不斷有新型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)出現(xiàn)，這方面的研究方興未艾。面對這些新型的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，傳統(tǒng)的脈寬調(diào)制（Pulse Width Modulation，PWM）不再適用，多電平變流器PWM算法的研究也成為熱點(diǎn)。

目前，常見的多電平變流器的 PWM 算法有三種：開關(guān)角優(yōu)化 PWM[8,9]、多電平空間矢量調(diào)制[10,11]（Space Vector Modulation，SVM）和多載波PWM[12,13]。這些算法都是根據(jù)拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的特點(diǎn)，從二電平PWM算法延伸推廣出來的。這些調(diào)制算法都有各自的優(yōu)點(diǎn)，也有各自的不足。開關(guān)角優(yōu)化PWM 是定次諧波消除 PWM 方法在多電平變流器中的拓展應(yīng)用，具有諧波品質(zhì)優(yōu)秀、開關(guān)頻率低等優(yōu)點(diǎn)。該算法的一大問題就是開關(guān)角的計(jì)算問題。傳統(tǒng)上開關(guān)角的計(jì)算需要大量的運(yùn)算時間，難以實(shí)現(xiàn)在線調(diào)制。隨著微處理器運(yùn)算速度的大幅度提升和各種新型算法如Walsh變換法[14,15]的引入，開關(guān)角的實(shí)時計(jì)算問題已經(jīng)得到初步解決。但是對于不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，求解開關(guān)角的方程組形式各異，甚至對于同一拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不同調(diào)制比對應(yīng)的方程組形式也不統(tǒng)一，另外在某些場合中同一方程組的解不具有唯一性[16]，這些問題導(dǎo)致求解開關(guān)角的算法過于復(fù)雜。還有，開關(guān)角優(yōu)化 PWM計(jì)算的基礎(chǔ)是按基波周期分解的三角級數(shù)，其計(jì)算和更新周期就是基波周期。對于那些對實(shí)時性和快速性要求較高的應(yīng)用場合，這樣的更新周期過于緩慢。

多電平SVM是兩電平SVM在多電平變流器中的擴(kuò)展應(yīng)用。多電平 SVM 算法可以方便地使用多電平變流器的開關(guān)冗余，因而在解決多電平變流器的中點(diǎn)電位、開關(guān)負(fù)荷不對稱等問題上有顯著的優(yōu)勢。多電平 SVM 算法的問題是算法比較復(fù)雜，因?yàn)槎嚯娖阶兞髌鞯目臻g矢量數(shù)目按電平數(shù)的立方級數(shù)迅速擴(kuò)張，其區(qū)間判斷和占空比運(yùn)算變得頗為復(fù)雜。雖然在這方面出現(xiàn)了很多簡化快速算法，但總是需要較為復(fù)雜的坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)變換（如六角坐標(biāo)法[17]）或區(qū)間判斷方法（如多維坐標(biāo)系法[18]）。

多載波 PWM是目前多電平變流器實(shí)際應(yīng)用最多的開關(guān)調(diào)制技術(shù)。多載波 PWM具有算法簡單、工程實(shí)現(xiàn)容易等特點(diǎn)。載波相移 PWM技術(shù)已經(jīng)成為大功率變流設(shè)備中常規(guī)的開關(guān)調(diào)制算法。多載波PWM的開放性很強(qiáng)，各種常規(guī)的二電平載波PWM算法如SPWM、SVM等都可以擴(kuò)展為多載波PWM算法。多載波 PWM算法也存在兩個方面的問題。一方面是其對多電平變流器的開關(guān)冗余利用不足，容易造成中點(diǎn)電位不平衡（對二極管鉗位型變流器而言）、開關(guān)負(fù)荷不對稱等問題。另一個方面是對新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的適應(yīng)問題。多載波 PWM對于三種基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)是非常適用的，對于層出不窮的各類新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)就難以直接應(yīng)用，往往需要采用波形的割補(bǔ)和重構(gòu)等方法[19,20]，失去了算法簡單、容易實(shí)現(xiàn)的優(yōu)越性。

上述有關(guān)多電平變流器PWM算法的研究仍主要面對三種基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)。對于各種新出現(xiàn)的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，則需要對幾種常規(guī)算法進(jìn)行改造；而為了適應(yīng)新拓?fù)涞奶攸c(diǎn)，這些改造往往削足適履，喪失原有調(diào)制方法的優(yōu)越性。如果能找到某種不依賴于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的、較為簡便的通用調(diào)制算法，將大大縮短新型拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的研究和開發(fā)周期，為多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究提供強(qiáng)有力的支撐。本文在深入研究多電平變流器基本工作原理的基礎(chǔ)上，提出了一種基于目標(biāo)波形和邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法。該調(diào)制算法利用相同電平數(shù)不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變流器的等價性，確定新型多電平變流器的目標(biāo)波形和原始工作波形；再結(jié)合新型多電平變流器的開關(guān)組合狀態(tài)，對原始工作波形進(jìn)行邏輯編譯碼，最終得到新型多電平變流器的開關(guān)工作波形?；谀繕?biāo)波形和邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法，具有原理簡單、實(shí)現(xiàn)容易和通用性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，適用于各種多電平變流器結(jié)構(gòu)。

2 基于目標(biāo)波形與邏輯編-譯碼的通用調(diào)制算法基本原理

對于任意一種多電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)（不妨稱之為實(shí)際變流器），當(dāng)電平數(shù)確定以后，總可以找到一種電平數(shù)與之相同的基本拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變流器（不妨稱之為等價變流器）與之等價。等價變流器的調(diào)制算法都已成型，可以按照某種具體的調(diào)制算法（如多載波 PWM法）給出其具體開關(guān)器件的工作波形（不妨稱之為原始工作波形）和最終的輸出波形（即所謂“目標(biāo)波形”）。由于等價變流器和實(shí)際變流器輸出電平數(shù)相同，因此，實(shí)際變流器一定可以獲得與目標(biāo)波形一致的輸出波形，而原始工作波形與實(shí)際變流器各開關(guān)器件的實(shí)際工作波形之間必然存在邏輯關(guān)系。在求取二者之間邏輯關(guān)系時，可以按照以下兩個步驟進(jìn)行：①求取原始工作波形與目標(biāo)波形之間的邏輯關(guān)系（邏輯編碼）；②求取目標(biāo)波形與實(shí)際工作波形之間的邏輯關(guān)系（邏輯譯碼），獲得原始工作波形與實(shí)際工作波形之間的邏輯關(guān)系。這就是基于目標(biāo)波形和邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法，基本原理流程圖如圖1所示。

圖1 基于目標(biāo)波形和邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法的原理流程圖Fig.1 Flow chart of general modulation algorithm of multilevel converters based on target waveform and logic coding/decoding

3 實(shí)際變流器和等價變流器的選取

以上已經(jīng)介紹了基于目標(biāo)波形與邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法的基本原理，下面通過具體的事例加以說明與驗(yàn)證。

目前，新型多電平變流器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)多種多樣，本文從中選擇混合級聯(lián)多電平變流器[21,22]作為實(shí)際變流器。這主要因?yàn)榛旌霞壜?lián)多電平變流器是一種擴(kuò)展性極強(qiáng)的多電平變流器構(gòu)成方法，目前大多數(shù)新型多電平變流器的構(gòu)成思想都與之相關(guān)。為了簡化起見，本文選擇如圖2所示的混合級聯(lián)七電平變流器作為實(shí)際變流器拓?fù)洹?/p>

圖2 混合級聯(lián)七電平變流器Fig.2 Hybrid cascade seven level converter

圖2變流器2H1橋主要用于提升變流器的輸出電壓，獨(dú)立直流電源為2E，輸出電壓為Uout1；2H2橋主要用于改善變流器的輸出電壓波形，獨(dú)立直流電源為E，輸出電壓為Uout2。由變流器的工作原理可知，每個半橋上下兩個開關(guān)管的驅(qū)動波形互補(bǔ)，故實(shí)際變流器混合級聯(lián)七電平變流器獨(dú)立工作波形有 4個：VT1工作波形 S1、VT4工作波形 S4、VT5工作波形S5和VT8工作波形S8。其中，S1、S4、S5和S8為二值開關(guān)函數(shù)，當(dāng)開關(guān)管導(dǎo)通時取值為1，反之，取值為0。

常規(guī)級聯(lián)型多電平變流器在三種基本電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)中，對于相同的電平數(shù)，所需的元器件數(shù)最少，實(shí)現(xiàn)簡單，調(diào)制上各種常規(guī)算法都能適用。因此本文選擇常規(guī)級聯(lián)型多電平變流器為等價變流器。等價變流器級聯(lián)型七電平主電路結(jié)構(gòu)如圖3所示。

圖3 級聯(lián)型七電平變流器Fig.3 Cascade seven level converter

4 邏輯編碼

在實(shí)際變流器和等價變流器選定以后，根據(jù)圖1開始進(jìn)行邏輯編碼。根據(jù)級聯(lián)多電平變流器的工作原理，無論采用何種調(diào)制算法，等價變流器中獨(dú)立的原始工作波形為 6個（即開關(guān)管 VT1、VT4、VT5、VT8、VT9和VT12的驅(qū)動波形）。邏輯編碼就是要求取原始工作波形與目標(biāo)波形之間的邏輯關(guān)系?？紤]到等價變流器結(jié)構(gòu)較為復(fù)雜，為了把問題說清楚，不妨從最簡單的如圖4所示的單相橋式逆變器開始說明邏輯編碼的過程。

圖4 單相橋式逆變器Fig.4 Single phase full-bridge inverter

4.1 單相橋式逆變器的邏輯編碼

輸出電壓Uo與開關(guān)管VT1的工作波形g1和VT4的工作波形g4之和存在一一對應(yīng)的關(guān)系，見表1。

表1 輸出電壓與工作波形之和的關(guān)系Tab.1 Relationship between output voltage and operating waveform of Fig.4

經(jīng)分析可知，二者之間的關(guān)系為

從邏輯關(guān)系的角度考慮，將g1和g4定義為輸入變量，而將輸出電壓對應(yīng)的二進(jìn)制數(shù)00～10定義為輸出變量，不妨設(shè)為A、B?？闪谐鲞壿嬀幋a真值見表2。

表2 邏輯編碼真值表Tab.2 Real value of logic coding

輸入變量g1和g4總共有22=4種組合狀態(tài)，輸出變量個數(shù)為2個，這是一個邏輯編碼的過程。根據(jù)表3，畫出其相應(yīng)的卡諾圖，如圖5所示。

圖5 邏輯編碼卡諾圖Fig.5 Karnaugh map of logic coding

根據(jù)卡諾圖 5，可以化簡得到工作波形與輸出波形的邏輯關(guān)系

4.2 等價變流器的邏輯編碼

對于圖3所示的級聯(lián)七電平變流器，輸出電壓波形由開關(guān)管 VT1、VT4、VT5、VT8、VT9和 VT12的工作波形（即原始工作波形）共同決定。

引入二值邏輯開關(guān)函數(shù)

輸出電壓與原始工作波形之和的關(guān)系如表3所示。經(jīng)分析可知，二者之間的關(guān)系為

表3 輸出電壓與工作波形之和的關(guān)系Tab.3 Relationship between output voltage and operating waveform of seven level converter

將u1、u4、u5、u8、u9和u12定義為輸入變量，總共有26=64種組合狀態(tài)。而將輸出電壓對應(yīng)的三位二進(jìn)制數(shù)000～110，按照位數(shù)從高到低，定義為3個輸出變量A、B、C。以輸出電平為E（即ABC=100）為例，輸入變量組合狀態(tài)見表 4。從表 4中可以看出，僅在輸出電平為E時，就存在 15種組合方式，其真值表形式較復(fù)雜，卡諾圖化簡較困難，可借助于計(jì)算機(jī)高級仿真語言實(shí)現(xiàn)這種邏輯編碼過程。

表4 輸出電平為E時的開關(guān)組合狀態(tài)Tab.4 Switch combination with output levelE

5 邏輯譯碼

對于圖2所示的實(shí)際變流器混合級聯(lián)七電平電路，容易得到混合級聯(lián)七電平各個開關(guān)狀態(tài)與輸出電平的關(guān)系見表 5。從表 5可以看出，混合級聯(lián)七電平變流器中，在輸出電平為±E時，分別存在兩種開關(guān)狀態(tài)：第一種開關(guān)狀態(tài)輸出電壓E是通過2H1橋輸出 2E和 2H2橋輸出-E獲得，-E是通過 2H1橋輸出-2E和2H2橋輸出E獲得，本文稱之為有電流倒灌的工作方式；第二種開關(guān)狀態(tài)輸出電壓E是通過2H1橋輸出0和2H2橋輸出E獲得，-E是通過2H1橋輸出0和2H2橋輸出-E獲得，本文稱之為無電流倒灌的工作方式。混合級聯(lián)多電平的傳統(tǒng)調(diào)制方式只能實(shí)現(xiàn)有電流倒灌的工作方式，而這種工作方式會產(chǎn)生兩方面的不利影響：①直流電源必須是可逆直流源，這增加了系統(tǒng)成本；②從能量流動的角度考慮，在電流倒灌時刻，電源在發(fā)出功率時還要吸收一部分功率，功率流動過程中會產(chǎn)生不必要的損耗，從而降低了系統(tǒng)的效率。為此，本文只研究無電流倒灌的工作方式。

表5 混合級聯(lián)7電平變流器開關(guān)狀態(tài)與輸出電平的關(guān)系Tab.5 Relationship between switch state and output level of hybrid cascade seven level converter

對于混合級聯(lián)七電平變流器，輸出電平為-3E～3E，對應(yīng)的二進(jìn)制表達(dá)式取為000～110，與表3中等價變流器輸出電壓的對應(yīng)二進(jìn)制表達(dá)式一致。從邏輯電路的角度考慮，將輸出電平數(shù)的二進(jìn)制表達(dá)式作為輸入變量，個數(shù)為3個，即上小節(jié)邏輯編碼的結(jié)果A、B、C。將S1、S4、S5、S8定義為輸出變量，則目標(biāo)波形與實(shí)際工作波形的邏輯關(guān)系即是從A、B、C到S1、S4、S5、S8的映射關(guān)系，可用譯碼實(shí)現(xiàn)，邏輯譯碼真值見表6。根據(jù)表6，畫出相應(yīng)的卡諾圖，如圖6所示。

表6 邏輯譯碼真值表Tab.6 Real value of logic decoding

圖6 邏輯譯碼卡諾圖Fig.6 Karnaugh map of logic decoding

由圖6化簡得到混合級聯(lián)七電平變流器各個開關(guān)管的實(shí)際工作波形為

6 仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證

前面已經(jīng)給出了基于目標(biāo)波形和邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法的基本原理，并以混合級聯(lián)七電平變流器為實(shí)際變流器、常規(guī)級聯(lián)七電平變流器為等價變流器，完成了邏輯編碼和譯碼，得到了實(shí)際工作波形。下面給出仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證。

6.1 仿真驗(yàn)證

從以上的分析可以看出，原始工作波形的獲得可以采用任何一種常規(guī)調(diào)制算法，下面分別以常見的載波相移PWM法為例，對所提出的調(diào)制算法進(jìn)行仿真驗(yàn)證。

6.1.1混合級聯(lián)七電平變流器的仿真驗(yàn)證

混合級聯(lián)七電平變流器的仿真工作波形如圖 7所示。其仿真參數(shù)為：三角載波頻率f=200Hz，調(diào)制比m=0.8，直流側(cè)輸入電壓：2H1橋直流側(cè)輸入電壓U1=100V，2H2橋直流側(cè)輸入電壓U2=50V，采用電阻性負(fù)載RL=10Ω。圖7a為載波相移PWM方法的調(diào)制波和6列依次相移60°的三角載波，圖7b和圖7c分別為原始工作波形和目標(biāo)波形。圖7d為經(jīng)過邏輯編-譯碼，并按照式（6）～式（9）得到的工作波形。圖 7e為混合級聯(lián)七電平變流器的最終輸出波形，與目標(biāo)波形圖7c完全一致。圖7f為2H2橋電流波形，可見無電流倒灌現(xiàn)象出現(xiàn)。

圖7 所提通用調(diào)制算法在混合級聯(lián)七電平變流器中應(yīng)用的仿真波形Fig.7 Simulation waveforms of proposed general modulation algorithm applied to hybrid cascade seven level converter

輸出電壓波形（見圖 7c）的諧波特性如圖 8所示，可見諧波分布在1 200Hz附近，即載波頻率的6倍頻附近，與載波相移SPWM的輸出諧波特性完全一致[22,23]。

圖8 混合級聯(lián)七電平變流器輸出電壓諧波分析Fig.8 Output voltage harmonics analysis of hybrid cascade seven level converter

6.1.2通用性仿真驗(yàn)證

為了對所提調(diào)制算法的通用性進(jìn)行驗(yàn)證，選擇另一種新型多電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)[24]（見圖 9）進(jìn)行仿真試驗(yàn)。圖9所示變流器已經(jīng)突破橋式變流器的結(jié)構(gòu)（當(dāng)然，該電路仍然保留了電壓型橋式變換器的一個基本特征，即同一半橋上下兩個器件的驅(qū)動信號互補(bǔ)導(dǎo)通），大大不同于三種基本電路拓?fù)?，已無法應(yīng)用傳統(tǒng)的調(diào)制算法對其進(jìn)行調(diào)制。由于該電路可以實(shí)現(xiàn)七電平輸出，因此，等價變流器同樣選擇級聯(lián)七電平變流器。

圖9 另一種新型七電平變流器拓?fù)銯ig.9 Another new seven level converter topology

由于仍然是七電平變流器，因而編碼的過程與結(jié)果與前面完全相同，不同之處在于譯碼。由于圖9變流器輸出電平的開關(guān)組合與圖 2完全不同，因而需重新進(jìn)行譯碼。從這里可以看出，本文所言的通用性可從兩個方面進(jìn)行更深入的闡釋。一方面，是方法或者思維的通用性，即圖1流程圖所示的調(diào)制方法本身對所有多電平變流器都是通用的。另一方面，是具體實(shí)施過程中的通用性，即電平數(shù)和目標(biāo)波形相同的不同結(jié)構(gòu)變流器在編碼時的過程和結(jié)果是完全相同的，具有通用性。而本文所提調(diào)制算法的譯碼部分，則體現(xiàn)了不同拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)變流器的差異性或個性。根據(jù)圖9變流器自身的開關(guān)組合狀態(tài)，譯碼得到TT1、TT4、TT5和TT8的實(shí)際驅(qū)動波形SS1、SS4、SS5和SS8的邏輯表達(dá)式為

按照以上的結(jié)果，進(jìn)行仿真驗(yàn)證。仿真參數(shù)：載波三角波頻率f=200Hz；調(diào)制比m=0.8；直流側(cè)輸入電壓：E=50V；采用電阻性負(fù)載RL=10Ω。仿真工作波形如圖10所示。

圖10 新型七電平變流器工作波形Fig.10 Operating waveforms of new seven level converter

對比圖10和圖7，可以發(fā)現(xiàn)雖然電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)完全不同，但在電平數(shù)和目標(biāo)波形相同的情況下，兩種七電平變流器的輸出波形完全一致，這也驗(yàn)證了本文所提調(diào)制算法具有不依賴于拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的通用性。

6.2 試驗(yàn)驗(yàn)證

在理論分析和仿真研究的基礎(chǔ)上，本文構(gòu)造了混合級聯(lián)七電平變流器，試驗(yàn)驗(yàn)證了基于目標(biāo)波形和邏輯編-譯碼的通用調(diào)制算法。主電路如圖 2所示，直流側(cè)采用單相不控整流橋供電，2H1橋輸入電壓為100V，2H2橋輸入電壓為50V，負(fù)載為阻感性負(fù)載。目標(biāo)波形通過載波相移 PWM實(shí)現(xiàn)，三角載波頻率取1kHz，調(diào)制比為0.8。

圖 11所示是開關(guān)器件 VT1、VT4、VT5和 VT8的觸發(fā)脈沖波形。圖12是兩個2H橋功率單元各自的輸出電壓波形。

圖11 各開關(guān)器件驅(qū)動波形Fig.11 Trigger waveform of devices

圖12 兩單元各自輸出電壓波形Fig.12 Output voltage waveforms of two units

圖13 多電平變流器輸出電壓、電流波形及輸出電壓頻譜Fig.13 Output voltage/current waveform and output voltage spectra of multilevel converter

混合級聯(lián)七電平變流器的輸出電壓和負(fù)載電流試驗(yàn)波形如圖13a所示，輸出電壓頻譜如圖13b所示。從圖13b可以看出，輸出電壓的頻譜輸出電壓諧波主要集中在載波頻率 6kHz左右，輸出電壓諧波主要集中在6倍頻的三角載波頻率處，與目標(biāo)波形的理論頻譜特征完全一致[22,23]。試驗(yàn)結(jié)果驗(yàn)證了基于目標(biāo)波形與邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法的正確性。

7 討論

本文所提通用調(diào)制算法的關(guān)鍵之處就是編碼和譯碼。從上文給出的例證中，可以看出譯碼部分相對簡單，手工化簡卡諾圖即可完成；編碼部分則過于復(fù)雜，難以通過手工完成化簡，即使借助高級程序語言實(shí)現(xiàn)了化簡，其所用邏輯門數(shù)也非常多。如果采用分離器件，一來過于復(fù)雜，同時由于各器件參數(shù)的不一致性和分散性，還可能導(dǎo)致最終結(jié)果的畸變。因此，本文采用FPGA完成邏輯編-譯碼。對于本文提到的兩種七電平變流器而言，采用 FPGA完成邏輯編-譯碼所需的邏輯門數(shù)基本相同，都在50個左右，因而也可以采用邏輯門數(shù)較少的CPLD實(shí)現(xiàn)。

本文所舉的例子為七電平變流器，當(dāng)電平數(shù)增長時，本文所提調(diào)制算法所需的邏輯門數(shù)見表 7?？梢姡?dāng)電平數(shù)增長時，所需的邏輯門數(shù)會逐漸增多；但這種增長是一種有限的增長，當(dāng)電平數(shù)達(dá)到一定多的時候，所需的邏輯門數(shù)的增長速度反而會變慢。另外，即使是15電平變流器，所需邏輯門數(shù)也不過150個，對于常用的數(shù)千門數(shù)的FPGA而言，占用的資源實(shí)際上是非常有限。

表7 不同電平變流器所提調(diào)制算法需要的邏輯門數(shù)Tab.7 Numbers of logic gates demanded with proposed modulation algorithm by different levels converters

8 結(jié)論

為了適應(yīng)不斷出現(xiàn)的新型多電平變流器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，本文提出了基于目標(biāo)波形與邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法?？紤]到電平數(shù)相同的不同電路拓?fù)淇梢缘玫较嗤妮敵霾ㄐ危簿褪请娖綌?shù)相同的不同電路拓?fù)湓谳敵錾舷嗷サ葍r。只要找到等價變流器與實(shí)際變流器開關(guān)工作波形的相互邏輯關(guān)系，就可以用等價變流器的調(diào)制算法實(shí)現(xiàn)實(shí)際變流器的調(diào)制。這種等價關(guān)系可以用邏輯編-譯碼的方法實(shí)現(xiàn)，這就是基于目標(biāo)波形與邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法的基本原理。以混合級聯(lián)多電平變流器為例，對該調(diào)制算法進(jìn)行了理論分析、仿真和試驗(yàn)驗(yàn)證。仿真和試驗(yàn)結(jié)果表明基于目標(biāo)波形與邏輯編-譯碼的多電平變流器通用調(diào)制算法，具有不依賴于具體拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的通用性，算法簡單且容易實(shí)現(xiàn)，適用于各種結(jié)構(gòu)的多電平變流器，具有良好的應(yīng)用前景。

[1] Hammond P W. Medium voltage PWM drive and method: U.S., 5 625 545[P]. Apr. 1997.

[2] 劉文華, 陳遠(yuǎn)華, 張新成, 等. 混合七電平逆變器的變頻調(diào)速PWM控制策略[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2004, 24(11): 59-63.

Liu Wenhua, Chen Yuanhua, Zhang Xincheng, et al.Variable frequency drive PWM control strategy for hybrid 7-level inverter[J]. Proceedings of the CSEE,2004, 24(11): 59-63.

[3] 李建林, 趙棟利, 趙斌, 等. 載波相移 SPWM 級聯(lián)H型變流器及其在有源電力濾波器中的應(yīng)用[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2006, 26(10): 109-113.

Li Jianlin, Zhao Dongli, Zhao Bin, et al. Cascade H-bridge converter with carrier phase shifted SPWM technique and its application in active power filter [J].Proceedings of the CSEE, 2006, 26(10): 109-113.

[4] 王立喬, 鄔偉揚(yáng). 錯時采樣空間矢量調(diào)制的級聯(lián)型多電平變流器及其在并聯(lián)有源電力濾波器中的應(yīng)用[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2006, 21(12): 90-97.

Wang Liqiao, Wu Weiyang. Cascade multilevel converter based on sample time staggered space vector modulation and its application to shunt active power filter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2006, 21(12): 90-97.

[5] 李建林, 朱穎, 胡書舉, 等. 風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)中大功率變流器的應(yīng)用[J]. 高電壓技術(shù), 2009, 35(1):169-175.

Li Jianlin, Zhu Ying, Hu Shuju, et al. Topology and modulation strategy for high power converter in wind power system[J]. High Voltage Engineering, 2009,35(1): 169-175.

[6] Peng Fang Zheng, Lai Jihsheng, Mckeever John W. A multilevel-voltage source inverter with separate DC sources for static var generation[J]. IEEE Transactions on Industry Application, 1996, 32(5): 1130-1138.

[7] Lai J S, Peng F Z. Multilevel converters—a new breed of power converters[J]. IEEE Transactions on Industry Application, 1996, 32(3): 509-517.

[8] 卜樂平, 張慧, 劉開培, 等. 非對稱優(yōu)化脈寬組合調(diào)制 H-橋級聯(lián)多電平逆變器的選擇性諧波控制[J].電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2011, 26(11): 32-37.

Bu Leping, Zhang Hui. Liu Kaipei, et al. Study of a synthesized unsymmetrical optimal PWM technique of selective harmonic controlling for cascaded h-bridge multi-level inverters[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2011, 26(11): 32-37.

[9] Tolbert L M, Chiasson J N, Zhong Du, et al. Elimination of harmonics in a multilevel converter with nonequal DC sources[J]. IEEE Transactions on Industry Applications, 2005 , 41(1): 75-82.

[10] Leon J I, Portillo R. New space vector modulation technique for single-phase multilevel converters[J].IEEE Transactions on Industry Applications, 2007,15(7): 617-622.

[11] Sanmin Wei, Bin Wu, Fahai Li, et al. A general space vector PWM control algorithm for multilevel inverters[C]. Proceedings of IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition 2003, Miami Beach, USA,2003, 1: 562-568.

[12] 王立喬, 黃玉水, 劉兆燊, 等. 多電平變流器多載波 PWM 技術(shù)的研究[J]. 浙江大學(xué)學(xué)報(bào)(工學(xué)版)2005, 39(7): 1025-1030.

Wang Liqiao, Huang Yushui, Liu Zhaoshen, et al.Research on multi-carrier PWM technique for multilevel converters[J]. Journal of Zhejiang University(Engineering Edition), 2005, 39(7): 1025-1030.

[13] McGrath B P, Holmes D G. A comparison of multicarrier PWM strategies for cascaded and neutral point clamped multilevel inverters[C]. Proceedings of IEEE Power Electronics Specialists Conference, Galway,2000, 2: 674-679.

[14] 鄭春芳, 張波, 丘東元. 基于沃爾什函數(shù)的逆變器選擇性諧波消除技術(shù)開關(guān)角的快速求解[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2005, 25(22): 39-44.

Zheng Chunfang, Zhang Bo, Qiu Dongyuan. Fastsolving switching angles of inverter’s selected harmonic elimination technique with walsh function[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(22): 39-44.

[15] Zheng Chun-fang, Zhang Bo, et al. Selective harmonic elimination technique based on walsh transform for multilevel inverters[J]. Proceedings of the CSEE,2006, 21(7): 121-126.

[16] 張永昌, 趙爭鳴. 三電平逆變器 SHEPWM 多組解計(jì)算方法[J] 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2007, 22(1): 74-78.

Zhang Yongchang, Zhao Zhengming. Multiple solutions for selective harmonic eliminated PWM applied to three-level inverter[J]. Transactions of China Electrotechnical Society, 2007, 22(1): 74-78.

[17] Celanovic N, Boroyevich D. A fast space vector modulation algorithm for multilevel three-phase converters[J]. IEEE Transactions on Industry Applications,2001, 37(2): 637-641

[18] Prats M M, Franquelo L G, Portillo R, et al. A 3-D Space vector modulation generalized algorithm for multilevel converters[J]. IEEE Power Electronics Letters, 2003, 1(4): 110-114.

[19] 張杰, 鄒云屏, 張賢. 混合級聯(lián)多電平逆變器研究[J]. 電力電子技術(shù), 2003, 37(4): 16-19.

Zhang Jie, Zou Yunping, Zhang Xian. Research on hybrid cascade multilevel inverter[J]. Power Elctronics,2003, 37(4): 16-19.

[20] 李和明, 王毅, 石新春, 等. 混合級聯(lián)型多電平變頻器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2006,26(2): 127-132.

Li Heming, Wang Yi, Shi Xinchun, et al. Research on the Hybrid frequency carrier-based multilevel PWM control strategy[J]. Proceedings of the CSEE, 2006,26(2): 127-132.

[21] 孫醒濤, 孫力, 張?jiān)? 一種新型電壓型逆變器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及其 PWM 控制方法[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào),2008, 23(7): 75-80.

Sun Xingtao, Sun Li, Zhang Yun, et al. Topology and PWM control method of a novel voltage-source inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2008, 23(7):75-80.

[22] 丁凱, 鄒云屏, 吳智超, 等. 新型三相混合不對稱九電平逆變器研究[J]. 中國電機(jī)工程學(xué)報(bào), 2005,25(11): 37-40.

Ding Kai, Zou Yunping, Wu Zhichao, et al. Research on a novel three-phase hybrid asymmetric 9-level inverter[J]. Proceedings of the CSEE, 2005, 25(11):37-40.

[23] Zhang Zhongchao, Ooi B T. Forced commutated HVDC and SVC based on phase-shifted multi-converters[J]. IEEE Transactions on Power Delivery,1993, 8(2): 712-718.

[24] 王立喬, 王長永, 黃玉水, 等. 基于相移 SPWM 技術(shù)的級聯(lián)型多電平變流器[J]. 高電壓技術(shù), 2002,28(7): 17-18.

Wang Liqiao, Wang Changyong, Huang Yushui, et al.A cascade multi-level converter with phase-shifted SPWM technique[J]. High Voltage Engineering, 2002,28(7): 17-18.

[25] 韓金剛, 湯天浩, 譚新元. 一種新型混合級聯(lián)型不對稱多電平逆變器[J]. 電工技術(shù)學(xué)報(bào), 2007, 22(12):110-115.

Han Jingang, Tang Tianhao, Tan Xinyuan. A novel hybrid cascade asymmetrical multilevel inverter[J].Transactions of China Electrotechnical Society, 2007,22(12): 110-115.