薛英林，徐 政，張哲任，劉高任

（浙江大學 電氣工程學院，浙江 杭州 310027）

0 引言

2001年，德國慕尼黑聯(lián)邦國防軍大學的學者R.Marquardt首先提出了模塊化多電平換流器MMC（Modular Multilevel Converter）拓撲[1]，該拓撲 的橋臂采用基本運行單元級聯(lián)的形式，避免大量開關(guān)器件直接串聯(lián)，不存在動態(tài)均壓和一致觸發(fā)等問題，尤其適用于高壓直流輸電場合[2-10]。后來，R.Marquardt又在2010年和2011年的2次國際電力電子會議上提出廣義MMC的概念[11-12]，以子模塊為功率單元，并根據(jù)內(nèi)部構(gòu)造不同將其分為3種基本類型：半橋子模塊 HBSM（Half Bridge SubModule）、全橋子模塊FBSM（Full Bridge SubModule）和箝位雙子模塊CDSM（Clamp Double SubModule）。 為簡化分析，本文將子模塊采用HBSM、FBSM和CDSM的MMC相應(yīng)地稱為H-MMC、F-MMC和C-MMC。

閥損耗是直流輸電系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)運行損耗的主要組成部分，其大小是評估其性能優(yōu)劣的重要指標。損耗計算一方面能為開關(guān)器件選型、散熱系統(tǒng)設(shè)計[13]和經(jīng)濟效益評估提供理論依據(jù)，另一方面也能為后續(xù)拓撲結(jié)構(gòu)優(yōu)化和降損措施研究[14-15]奠定基礎(chǔ)。目前關(guān)于傳統(tǒng)兩電平換流器損耗的研究較為完善[16-17]，但缺乏適用于不同子模塊的MMC通用損耗計算方法和損耗特性的定量對比。

一般地，適用于工程實際的換流器損耗評估手段或建模應(yīng)滿足以下基本要求：計及控制調(diào)制策略，真實反映系統(tǒng)運行特性；有效提取IGBT器件參數(shù)，合理擬合其損耗曲線；計算快速，結(jié)果準確。MMC的電氣運行工況非常復(fù)雜，因此很難用直接的電氣測量方法實現(xiàn)損耗測量?，F(xiàn)有損耗計算方法主要分為2 類：解析公式法[18-20]和仿真積分法[21-22]。 解析公式法通過引入電流平均化概念，推導(dǎo)了子模塊各器件平均電流的解析公式，計算簡便快速，適用于損耗初步評估；但該方法無法體現(xiàn)MMC非線性調(diào)制特性，難以有效計及附加平衡控制引起的開關(guān)損耗，同時也無法得到橋臂各子模塊損耗分布特性。一般降損措施主要針對開關(guān)過程引起的暫態(tài)損耗如開通損耗和關(guān)斷損耗，因此僅依靠解析公式不能有效評估降損策略帶來的效益。仿真積分法通常需要在仿真軟件如 PSCAD／EMTDC、MATLAB／Simulink 等平臺上搭建完整的系統(tǒng)模型和復(fù)雜的控制系統(tǒng)，借助實時仿真特性曲線計算運行損耗，可計及各種控制特性且計算結(jié)果精確；但該方法仿真步長較小、計算時間長，不適合多工況計算，特別在系統(tǒng)規(guī)劃初期階段，可能需要多次迭代計算，該方法難以勝任如此巨大的工作量。因此，研究MMC閥損耗評估模型并開發(fā)快速通用計算方法，具有重要工程意義。

為此本文提出一種閥損耗通用計算方法，可以適用于H-MMC、F-MMC和C-MMC。本方法首先根據(jù)系統(tǒng)基本運行工況和主回路參數(shù)計算出橋臂電流；然后利用最近電平調(diào)制和子模塊優(yōu)化平衡控制策略，根據(jù)子模塊內(nèi)部結(jié)構(gòu)特點，計算出各子模塊開關(guān)狀態(tài)和相關(guān)電氣量如內(nèi)部器件電流、電容電壓；通過提取IGBT廠家數(shù)據(jù)進行數(shù)據(jù)擬合來建立IGBT開關(guān)損耗模型；在給定參數(shù)下統(tǒng)一進行損耗評估和求解?；诒疚姆椒ㄩ_發(fā)了MMC型高壓直流輸電系統(tǒng)（MMC-HVDC）閥損耗分析程序，可計算各種工況下的換流器功率損耗和器件結(jié)溫分布，為后續(xù)降損設(shè)計提供了有力工具。最后通過一個算例驗證本方法的有效性，并定量分析和對比不同典型結(jié)構(gòu)下的損耗特性。

1 MMC結(jié)構(gòu)特點和子模塊開關(guān)函數(shù)模型

如圖1所示，MMC拓撲結(jié)構(gòu)采用三相六橋臂結(jié)構(gòu)，每橋臂由N個基本運行功率單元級聯(lián)而成，同時配置一個緩沖電抗L0以抑制環(huán)流和故障電流上升率。Udc為MMC雙極直流母線電壓差。

圖1 MMC通用拓撲結(jié)構(gòu)Fig.1 General topological structure of MMC

根據(jù)內(nèi)部結(jié)構(gòu)不同，子模塊分為HBSM、FBSM和CDSM，分別如圖 2（a）— （c）所示。 HBSM 由 2 個IGBT（VT11、VT12）、2 個反并聯(lián)二極管（VD11、VD12）和直流電容C組成；子模塊輸出電壓USM有0和UC這2種電平，其中UC為額定電容電壓。FBSM需要的開關(guān)器件數(shù)量是HBSM的2倍，但輸出電平有3種：-UC、0和UC。CDSM由2個等效半橋單元通過2個箝位二極管和1個引導(dǎo)IGBT（VT0）構(gòu)成。正常運行時VT0一直導(dǎo)通，CDSM等效為2個級聯(lián)的半橋子模塊，因此輸出電平有3種：0、UC和2UC。這樣每橋臂N個CDSM的C-MMC可移植每橋臂2N個HBSM的H-MMC的控制策略。根據(jù)實際應(yīng)用場合特點和直流系統(tǒng)故障穿越需求不同，MMC選取不同子模塊作為基本功率單元。其中H-MMC所需開關(guān)器件最少且運行損耗最低，但是存在二極管續(xù)流效應(yīng)而無法有效處理直流故障，因此一般用于電纜敷設(shè)線路場合[23-24]；F-MMC和C-MMC所需開關(guān)器件和穩(wěn)態(tài)運行損耗均大于H-MMC，但具有直流故障自清除能力，所以可以應(yīng)用在架空線輸電場合[25-27]。

圖2 不同模塊拓撲結(jié)構(gòu)和開關(guān)模型Fig.2 Topological structure and switching model of different submodules

如圖2所示，定義子模塊電壓和子模塊電流正方向均為從A點到B點，反之則為負。定義電容開關(guān)函數(shù)S如式（1）所示，用以描述子模塊電容的投切狀態(tài)。S=1表示正投入模塊電容，即USM=UC；S=0表示切除（或旁路）模塊電容，即USM=0；S=-1表示負投入模塊電容，即USM=-UC。USM為子模塊輸出電壓。S1、S2分別表示CDSM中半橋單元1和半橋單元2的開關(guān)函數(shù)。

子模塊電容電壓由下式描述：

其中，下標m取p、n分別表示上、下橋臂，j表示子模塊電容編號，下同；C為模塊電容。

相關(guān)IGBT的控制信號與電容開關(guān)函數(shù)狀態(tài)、子模塊電壓的關(guān)系如表1所示。

表1 子模塊開關(guān)函數(shù)狀態(tài)和IGBT控制信號Table 1 State of submodule switching function and control signal of IGBT

2 主回路參數(shù)和子模塊電氣量計算

2.1 主回路參數(shù)計算

MMC單相接線圖如圖3所示，忽略回路中阻性成分，各電氣量正方向如圖中箭頭所示。根據(jù)電路原理，求解交流相電流Iv和MMC交流側(cè)虛擬對地電勢Uv：

其中，P、Q分別為交流側(cè)有功、無功功率（一般作為運行工況的最原始參數(shù)）；Ls為系統(tǒng)電感；L0為橋臂電感；Us為折算到換流變閥側(cè)的系統(tǒng)電壓，上標星號表示取共軛運算。

忽略換流器損耗，求解直流電流：

假設(shè)電網(wǎng)電壓us寫成如下形式：

圖3 MMC單相等效電路Fig.3 Single-phase equivalent circuit of MMC

則根據(jù)式（3）和（4）得相電流 iv和虛擬出口電壓uv：

上、下橋臂級聯(lián)電容電壓up、un為：

上、下橋臂電流 ip、in分別如式（11）、（12）所示。λ=1說明未采取環(huán)流抑制措施；λ=0說明采取環(huán)流抑制措施。

其中環(huán)流分量主要為2次諧波，寫成如下形式[28]：

2.2 最近電平調(diào)制和子模塊優(yōu)化平衡控制

調(diào)制策略決定著子模塊電容的投切時刻，影響半導(dǎo)體器件的開斷電壓和開關(guān)頻率，進而影響其開關(guān)能量和損耗。采用傳統(tǒng)的解析公式或面積等效法[29]計算損耗，均無法考慮附加電容平衡控制帶來的附加切換情況，對于開關(guān)損耗計算通常依靠人為設(shè)定投切頻率（如150 Hz）來估算。此外，系統(tǒng)采樣頻率可能會對子模塊投切造成影響[30]，但在傳統(tǒng)解析計算中無法反映。本節(jié)所述方法能夠計算子模塊電容開關(guān)時域特性曲線，可計及調(diào)制策略、附加平衡控制和采樣頻率等因素影響。

調(diào)制的目的就是選擇投切特定數(shù)目的子模塊使之逼近調(diào)制參考波，調(diào)制策略很多，如載波移相調(diào)制、空間矢量調(diào)制、最近電平逼近調(diào)制等。由于實現(xiàn)簡單，最近電平逼近調(diào)制適合于采用數(shù)百子模塊的高壓直流輸電系統(tǒng)，其主要思想是通過階梯波去逼近參考電壓。每時刻子模塊電容投切數(shù)目通過對橋臂電壓參考波進行取整運算求得，如式（16）所示。每個時刻上、下橋臂中需要正投入的子模塊電容恒定如式（17）所示。

其中，[x]表示取與變量x最接近的整數(shù)。值得說明的是，為便于統(tǒng)一不同子模塊下的表達式，上式選用電容投切數(shù)而不是子模塊投切數(shù)為控制對象。對于CDSM而言，模塊電容數(shù)目是子模塊數(shù)目的2倍。

子模塊電容相應(yīng)的開關(guān)狀態(tài)滿足式（19）：

選擇子模塊電容投切的基本原則為：在采樣時刻，當橋臂電流為負時優(yōu)先選擇電壓高的電容放電，當橋臂電流為正時優(yōu)先選擇電壓低的電容充電，如式（20）所示。

優(yōu)化平衡控制策略有2種基本方法：一是通過改變調(diào)制波以改變子模塊電容充放電時間[31]，此方法適用于脈寬調(diào)制場合；二是通過引入電容電壓最大偏差量[14]或保持因子[15]優(yōu)化子模塊電容投切時刻。本文采用文獻[14]所述優(yōu)化策略。根據(jù)以上原則確定HBSM和CDSM模塊電容開關(guān)函數(shù)的時域特性曲線。

FBSM控制自由度較多，因此僅依靠式（20）不能完全確定其開關(guān)函數(shù)。為此，本文采取輸出負電平數(shù)最小原則，這樣只有在電壓調(diào)制比大于1的情況下才會有負電平出現(xiàn)。

其中，N+為正投入的模塊電容數(shù)；N-為負投入的模塊電容數(shù)；N0為切除的模塊電容數(shù)。

2.3 子模塊器件電流、電壓求解

利用上節(jié)確定各模塊電容的開關(guān)函數(shù)，可以求解子模塊內(nèi)各器件的電流時域特性曲線。子模塊電容電流寫成如下形式：

在[τ，τ+Δt]區(qū)間內(nèi)，基于式（2）利用離散積分法求解電容電壓：

為便于后續(xù)分析開關(guān)器件電流，定義函數(shù)如下：

2.3.1 HBSM 的開關(guān)器件電流

根據(jù)圖2、半導(dǎo)體器件開關(guān)特性和開關(guān)函數(shù)定義，HBSM的開關(guān)器件通過電流可寫成如下形式。

IGBT VT11上的電流為：

2.3.2 FBSM 的開關(guān)器件電流

當子模塊輸出電平為零時，事實上有2種工作狀態(tài)，本文選取電流均經(jīng)過下部開關(guān)器件的狀態(tài)，這樣 iVT11、iVD11、iVT12和 iVD12電流表達式與 HBSM 一致，其余器件電流由式（32）—（35）確定。

IGBT VT21上的電流：

2.3.3 CDSM的開關(guān)器件電流

正常運行時，CDSM的阻尼二極管不存在電流通路。單個CDSM等效為2個HBSM來處理，VT0／VD0近似一個串聯(lián)的通態(tài)電阻，器件電流僅與橋臂電流方向相關(guān)。

根據(jù)以上公式，可以求出不同子模塊開關(guān)函數(shù)波形和器件電流波形，其波形示意如圖4所示（此時假設(shè)F-MMC不考慮輸出負電平，零電平狀態(tài)選擇為電流均經(jīng)過下部開關(guān)器件的狀態(tài)）。

圖4 子模塊開關(guān)函數(shù)和器件電流波形示意Fig.4 Waveform of submodule switching function and device current

3 開關(guān)器件參數(shù)提取和損耗建模

MMC閥損耗計算最終分解為各個開關(guān)器件（IGBT及其反并聯(lián)二極管）的損耗計算。穩(wěn)態(tài)運行下IGBT器件的功率損耗主要有以下3個部分[16]：通態(tài)損耗 Pcon，VT、開通損耗 Pon，VT和關(guān)斷損耗 Poff，VT。IGBT的正向截止損耗和驅(qū)動回路損耗在總的損耗所占比例較少，一般忽略不計。

IGBT的反向并聯(lián)二極管運行損耗主要包括通態(tài)損耗 Pcon，VD、開通損耗 Poff，VD、恢復(fù)損耗和截止損耗，其中后兩者損耗分量可以忽略。故二極管損耗寫成：

因此將MMC所有開關(guān)器件損耗進行疊加即可求得閥損耗：

其中，下標VT表示IGBT部分；下標VD表示反并聯(lián)二極管部分。

3.1 損耗計算

3.1.1 器件通態(tài)損耗計算

IGBT和二極管的正向?qū)妷褐饕c導(dǎo)通電流和結(jié)溫有關(guān)：

其中，UVT0、RVT分別為IGBT擎住電壓和正向?qū)娮?；UVD0和RVD分別為二極管門檻電壓和正向?qū)娮?。這4個特性參數(shù)均與結(jié)溫Tj有關(guān)，可利用結(jié)溫Tα和 Tβ（一般 Tα=25℃ ，Tβ=125℃）下開關(guān)器件的典型特性曲線，通過參數(shù)插值近似得到：

通過曲線擬合得到給定結(jié)溫Tj下的開關(guān)器件特性參數(shù)后，利用式（45）和（46）求取IGBT和二極管的通態(tài)損耗：

其中，Tc為一個基波周期，即0.02 s。

3.1.2 器件開關(guān)損耗計算

給定電流和結(jié)溫，半導(dǎo)體器件的開關(guān)能量損耗可用如下二次多項式進行擬合：

其中，α、β、γ為在給定參考電壓和結(jié)溫下開關(guān)能量損耗的擬合系數(shù)；ρ為開關(guān)能量損耗函數(shù)的修正系數(shù)；下標off、on和rec分別對應(yīng)IGBT關(guān)斷損耗、IGBT開通損耗和二極管的恢復(fù)損耗。

使用線性插值方法，求得折算到給定截止電壓和結(jié)溫下的修正系數(shù) ρ[16]。

其中，ρoff、ρon和 ρrec分別為 IGBT 的關(guān)斷損耗、IGBT的開通損耗以及二極管的反向恢復(fù)損耗；UVT_ref和UVT分別為參數(shù)表上的參考截止電壓以及實際運行中的真實截止電壓。

將一個基波周期內(nèi)開關(guān)能量損耗進行累加，然后對其進行時間平均，即可獲得各部分的平均開關(guān)損耗功率：

其中，Nα、Nβ、Nγ分別為 IGBT 關(guān)斷次數(shù)、IGBT 開通次數(shù)和二極管反向恢復(fù)次數(shù)。

3.2 結(jié)溫估計

IGBT器件內(nèi)部的結(jié)溫無法直接測量得到，因此可依據(jù)散熱器的溫度和以上損耗計算結(jié)果估計IGBT模塊內(nèi)部的器件結(jié)溫。IGBT等值熱電路模型如圖5所示，IGBT和二極管的功率損耗等值為2個電流源，估算公式如下[21]：

其中，RthJC_VT、RthJC_VD分別為IGBT、二極管的 PN結(jié)與器件外殼之間的熱電阻；RthCH_VT、RthCH_VD分別為IGBT、二極管的器件外殼與散熱器之間的熱電阻；TH為散熱器溫度。

圖5 IGBT模塊等值熱電路模型Fig.5 Equivalent thermal model of IGBT module

4 計算流程與步驟

MMC-HVDC換流閥損耗計算流程如圖6所示，主要分為以下6步：

a.基于系統(tǒng)運行基本條件（P，Q，Us，Udc）和主回路參數(shù)（Ls，L0，C，N），根據(jù)式（1）— （15）計算換流器交流側(cè)相電流、橋臂電流和橋臂電壓在基頻周期[0，Tc]內(nèi)的時域特性曲線；

b.選擇子模塊類型，根據(jù)最近電平調(diào)制和附加電容電壓優(yōu)化平衡策略，并計及采樣頻率的影響，利用式（16）—（21）求解各個子模塊電容的開關(guān)函數(shù)時域特性曲線；

c.根據(jù)橋臂電流和子模塊電容開關(guān)函數(shù)，由式（22）—（37）求解子模塊各半導(dǎo)體器件的電流時域曲線；

d.根據(jù)選定型號的IGBT和二極管的特性曲線（廠家提供的器件特性數(shù)據(jù)），應(yīng)用曲線擬合法得到式（41）、（42）和（47）所需的各項器件特性參數(shù)，設(shè)置初始結(jié)溫Tj，然后利用線性插值修正相關(guān)系數(shù)，如開關(guān)能量損耗的溫度系數(shù)、IGBT和二極管的正向?qū)妷夯蛲☉B(tài)電阻等；

圖6 損耗通用計算流程Fig.6 Flowchart of general loss calculation

e.將IGBT和二極管上的電壓、電流、結(jié)溫等數(shù)據(jù)代入式（45）、（46），求得器件的導(dǎo)通損耗功率，并根據(jù)觸發(fā)脈沖，判斷器件的開關(guān)動作，由式（49）對導(dǎo)通損耗和開關(guān)損耗在一個周期內(nèi)做平均，可得到平均損耗功率，然后根據(jù)式（38）—（40）計算給定運行工況下的閥總損耗，根據(jù)式（50）、（51）估計子模塊的器件結(jié)溫；

f.若需要計算其他運行工況，則重復(fù)步驟a—e，否則計算結(jié)束。

5 性能評估和仿真分析

基于第4節(jié)所述流程，在MATLAB中編寫M文件代碼開發(fā)了通用計算程序，可以方便地評估環(huán)流、電容電壓附加控制等各種因素對損耗的影響，快速計算各種運行工況下的損耗。下面通過一個算例來驗證本方法的有效性。

算例系統(tǒng)的主回路參數(shù)如下：直流系統(tǒng)額定直流電壓為±160 kV，額定功率為320 MW；交流系統(tǒng)電壓等級為110 kV，系統(tǒng)電抗為10 mH，換流變壓器變比為110 kV／167 kV，換流變壓器容量為350 MV·A，換流變壓器漏抗為0.1 p.u.，電壓調(diào)制比為0.85；換流器每橋臂電容數(shù)為200，子模塊額定電容為24500μF，額定電容電壓為1.6 kV；調(diào)制策略采用最近電平調(diào)制（文獻[14]所述優(yōu)化策略），最大電壓偏差率σ（最大電壓偏差和額定電壓之比）為4%；IGBT采用Infineon FZ1200R33KF2C。

根據(jù)第3節(jié)所述曲線擬合方法對器件特性參數(shù)進行擬合，表2、表3分別給出了IGBT模塊通態(tài)壓降與通態(tài)電阻以及IGBT模塊的開關(guān)能量損耗函數(shù)中的系數(shù)。IGBT模塊熱電阻選取廠商提供的典型參數(shù)：RthJC_VT=0.0085 K ／kW，RthJC_VD=0.017 K ／kW，RthCH_VT=0.006K ／kW，RthCH_VD=0.012 K ／kW。

表2 IGBT模塊通態(tài)壓降與通態(tài)電阻Table 2 On-state voltage drop and on-state resistance of IGBT module

表3 IGBT模塊的開關(guān)能量損耗函數(shù)中的系數(shù)Table 3 Coefficients of switching loss function of IGBT module

不失一般性，考察H-MMC、F-MMC和C-MMC隨功率因數(shù)角變化的功率損耗，如圖7（a）所示，變化過程中保持交流系統(tǒng)視在功率為320 MV·A且直流電壓為320 kV不變。從圖中可以看出，H-MMC損耗最小，總損耗在1.43～2.08 MW之間波動（閥損耗率約為0.45%～0.65%）；C-MMC次之，總損耗在2.26～2.79 MW之間波動（閥損耗率約為0.70%～0.87%）；F-MMC損耗最大，總損耗在2.97～3.50 MW之間波動（閥損耗率約為0.93%～1.09%）。在整流模式下MMC損耗整體略大于逆變模式下運行損耗。在考察的所有工況中，功率因數(shù)角處于小角度范圍（22.5°～67.5°）內(nèi)，MMC的損耗比較低。單位功率因數(shù)下子模塊損耗分布特性如圖7（b）所示。CDSM損耗接近于FBSM損耗，但是其子模塊數(shù)是后者的一半，因此C-MMC的總損耗比F-MMC降低25%左右。

圖7 損耗隨功率因數(shù)變化特性和單位功率因數(shù)下子模塊損耗分布Fig.7 Characteristic curve of loss vs.power factor and submodule loss distribution for unity power factor

本方法可以給出子模塊各器件結(jié)溫分布（環(huán)境溫度TH=26.7°C），如圖8所示。由于子模塊投切時刻不同，產(chǎn)生的損耗不同，故結(jié)溫也不完全相同，但在一定范圍內(nèi)波動。子模塊內(nèi)各器件損耗和結(jié)溫分布不均衡，以HBSM為例，二極管VD12結(jié)溫最高，IGBT VT12結(jié)溫最低，其主要原因在于前者通流時間長（如圖4所示）。

圖8 單位功率因數(shù)下不同子模塊內(nèi)各器件的結(jié)溫分布Fig.8 Submodule junction temperature distribution for unity power factor

圖9（a）展示了環(huán)流對損耗的影響。從結(jié)果來看，環(huán)流抑制后大部分工況下?lián)Q流器損耗特性得以改善，但在個別工況下反而可能惡化，如圖中陰影部分內(nèi)的工況。其原因在于環(huán)流分量影響了橋臂電流的波形，進而改變了橋臂電流在IGBT和二極管的分配比例，由于二者的通態(tài)壓降和通態(tài)電阻不一樣，故產(chǎn)生的損耗不同。

優(yōu)化電容電壓平衡控制策略中，子模塊最大電容電壓偏差率越大，器件的開關(guān)頻率越小，從而損耗越小，如圖9（b）所示。從降損角度看，應(yīng)選擇較大的子模塊最大電容電壓偏差率，但過大可能引起子模塊電容不能充分充放電，出現(xiàn)電壓不平衡。

高電壓調(diào)制比可降低MMC閥側(cè)交流電流，進而降低器件的通態(tài)損耗，如圖9（c）所示。后續(xù)研究將考慮3次諧波注入調(diào)制，以期取得更高的電壓調(diào)制比。

圖9 環(huán)流、最大電壓偏差率和電壓調(diào)制比對損耗的影響Fig.9 Effect of circulating current，maximum voltage deviation or voltage modulation ratio on loss

為進一步分析器件開關(guān)頻率與損耗之間關(guān)系，以H-MMC為例，單位功率因數(shù)下不同平均開關(guān)頻率下?lián)Q流器運行損耗如圖10所示。從圖中可以看出，隨著器件開關(guān)頻率下降，IGBT開關(guān)損耗和二極管關(guān)斷損耗隨之下降。對于本運行工況而言，當開關(guān)頻率下降到500 Hz以下，通態(tài)損耗成為換流器總損耗的主導(dǎo)成分。因此，后續(xù)降損措施應(yīng)該著重從如何降低器件通態(tài)電阻方面考慮，如選擇低通態(tài)電阻的新型開關(guān)器件。

圖10 H-MMC開關(guān)頻率與運行損耗關(guān)系Fig.10 Relationship between switching frequency and operating loss of H-MMC

6 結(jié)論

在實際直流輸電工程中，閥損耗計算的目的是為主電路參數(shù)設(shè)計提供各種工況和各種負荷水平下的各個器件損耗和結(jié)溫數(shù)據(jù)，其結(jié)果將直接影響器件選型、元件定值確定和散熱設(shè)計，因此對損耗進行既準確又快速的分析和計算十分必要。本文提出的方法適用于采用不同子模塊結(jié)構(gòu)的MMC拓撲，能夠計及優(yōu)化電容電壓附加控制，所需特性參數(shù)可通過廠家提供的數(shù)據(jù)表擬合獲得，因而具有很強的實用價值?；诒痉椒ㄩ_發(fā)了MMC-HVDC閥損耗通用分析程序，可快速計算各種工況下的換流器功率損耗分布和器件結(jié)溫。為驗證本方法的有效性，對某算例進行分析和計算，并得到如下結(jié)論。

a.在子模塊電容數(shù)相同的情況下，H-MMC損耗最少，C-MMC次之，F(xiàn)-MMC最差。由于通流時間不同，子模塊內(nèi)各器件的損耗和結(jié)溫分布是不均勻的，故器件承受的熱應(yīng)力不同，所以在器件選型時需特別注意。

b.環(huán)流分量影響了橋臂電流的波形，進而改變了橋臂電流在IGBT和二極管的分配比例。然而由于IGBT和二極管的通態(tài)損耗特性不同，環(huán)流抑制后個別運行工況下?lián)Q流器損耗特性可能惡化。

c.提高優(yōu)化電容電壓平衡策略中最大電壓偏差率，可降低器件開關(guān)頻率以減少器件的開關(guān)損耗；然而當器件開關(guān)頻率低于某值（本算例為500 Hz）后，器件的通態(tài)損耗成為主導(dǎo)分量。因此進一步降損措施應(yīng)著眼于如何降低其通態(tài)損耗。

d.提高電壓調(diào)制比可降低MMC閥側(cè)交流電流，進而降低器件的通態(tài)損耗。后續(xù)研究將考慮3次諧波注入調(diào)制，以期取得更高的電壓調(diào)制比。