高加亭，趙宏建

（中國電子科技集團公司第四十七研究所，沈陽110032）

一種電荷再分布的逐次逼近AD轉(zhuǎn)換器設(shè)計

高加亭，趙宏建

（中國電子科技集團公司第四十七研究所，沈陽110032）

設(shè)計了一種電荷再分布逐次逼近AD轉(zhuǎn)換器電路。通過引入耦合電容CS，整個電容陣列只需要128個單位電容C，相比直接使用二進制加權(quán)電容陣列，節(jié)省了近97%的單位電容數(shù)量。選用Charted 0.35μm Mix Signal，3.3V工藝模型進行設(shè)計，仿真結(jié)果表明，轉(zhuǎn)換器的分辨率LSB＝0.6mV，能夠達到12位轉(zhuǎn)換精度。

逐次逼近；模數(shù)轉(zhuǎn)換器；數(shù)模轉(zhuǎn)換器；電荷再分布

1 引 言

模數(shù)轉(zhuǎn)換器（Analog－to－Digital Converter，ADC）將模擬信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號，是模擬系統(tǒng)與數(shù)字系統(tǒng)接口的關(guān)鍵部件，長期以來一直被廣泛應(yīng)用于雷達、通信、測控、醫(yī)療、儀表、圖像和音頻等領(lǐng)域。與其他幾種ADC相比，逐次逼近ADC具有中等轉(zhuǎn)換精度（一般8～16位）和中等轉(zhuǎn)換速度（一般5MS/s以下），采用CMOS工藝制造時可以保證較低的功耗和較小的芯片面積，而且易于實現(xiàn)多路轉(zhuǎn)換，因此在精度、速度、功耗和成本方面具有綜合優(yōu)勢，市場應(yīng)用廣泛［1］。

2 電荷再分布逐次逼近ADC設(shè)計與分析

使用最普遍的逐次逼近ADC之中，DAC部分采用基于電荷再分布原理電容陣列結(jié)構(gòu)［2］。如果僅僅使用并行二進制加權(quán)電容陣列，那么12位DAC需要4096個單位電容，這會大大增加芯片面積，提高成本［3］。所以一般高位數(shù)的ADC采用分段式結(jié)構(gòu)，傳統(tǒng)的分段式將其補償電容放在低權(quán)位電容陣列，耦合電容CS的取值應(yīng)使低權(quán)位電容陣列的電容之和與其串聯(lián)之后的等效電容為一個單位電容，采樣階段是對所有的權(quán)電容都進行電荷采樣，如圖1所示。

但是CS這樣一個小數(shù)值的電容在版圖設(shè)計時會遇到布局問題：如果用單位電容通過串并聯(lián)的形式組成耦合電容，由于用到的單位電容個數(shù)較多，電容的下極板寄生效應(yīng)會嚴(yán)重影響SAR ADC的線性度；如果用一個比單位電容大一些的電容作為這個耦合電容，則在電容陣列中會出現(xiàn)不匹配現(xiàn)象［4］。

為了克服上述各種電容陣列的困難，改進的分段電容結(jié)構(gòu)陣列可以同時避免分?jǐn)?shù)電容值和懸浮節(jié)點的產(chǎn)生。改進型的分段電容陣列SAR ADC如圖2所示。與傳統(tǒng)的分段電容陣列不同的是，將其補償電容在高權(quán)位電容陣列，此時耦合電容Cs的大小等于單位電容C0，C1－C6與C7－C12分別是兩個二進制加權(quán)的電容陣列，下面來具體分析工作原理及過程。

圖1 傳統(tǒng)的逐次逼近ADC電路原理圖Fig.1 Traditional schematic of SAR ADC

圖2 逐次逼近ADC電路原理圖Fig.2 Schematic of SAR ADC

（1）采樣階段

只對高位段MSB段進行采樣，將開關(guān)SIN與VIN閉合，開關(guān)SC、S12－S7使電容C0、C12－C7下極板與VIN相接，而開關(guān)S0閉合，使它們的上極板與固定電壓VCM相接，開關(guān)S6－S1使電容C6－C1下極板與地相接，電荷存儲在高位電容C12－C7，CC以及低位電容和CS的串聯(lián)等效電容上，電荷數(shù)量為：

（2）保持階段

S0斷開，SIN與VREF閉合，開關(guān)SC、S12－S7以及S6－S1都與地閉合，DAC輸出電壓為：

（3）電荷再分配階段

先將第12位（即MSB）置1，即通過S12將C12的下極板連接到VREF，通過等效電路如圖3（a）所示，因為X點總電荷數(shù)不變，可以得到：

所以DAC輸出電壓為：

如果VIN＞1/2VREF，那么比較器輸出0，保留第12位為1，否則第12位清0。

依次類推，直到確定了第1位（即LSB），等效電路如圖3（b）所示，由于A點的電荷代數(shù)和為0，所以有：

X點的電荷數(shù)有：

最終，該分段電容結(jié)構(gòu)DAC的輸出為：

其中，bi是該分段電容結(jié)構(gòu)DAC的第i位值，為0或1。

可見，表達式中僅僅多了一個略小于1的系數(shù)，只要設(shè)計比較器的分辨率大小足夠分辨出帶有系數(shù)的最小精度，對于A/D轉(zhuǎn)換器的功能以及性能并沒有影響，不影響其線性度。該改進的全二進制加權(quán)分段電容陣列結(jié)構(gòu)不僅僅減少了整個芯片的面積，而且所有電容都為單位電容的整數(shù)倍，方便了版圖設(shè)計和電容匹配。

圖3 電荷再分配等效電路Fig.3 Equivalent circuit of charge redistribution

3 電路仿真結(jié)果

使用Charted 0.35μm Mix Signal，3.3V工藝模型進行電路設(shè)計，在電源VCC＝3.3V，VREF＝2.5V的情況下，對逐次逼近ADC中電容陣列進行掃描，可以得到其輸出特性曲線如圖4所示。

圖4 電容陣列輸出特性曲線Fig.4 Output characteristics of CDAC

放大其中一段得到圖5，LSB＝0.6mV，與理論計算的VREF/4096基本相等。

圖5 輸出特性曲線局部Fig.5 Part of CDAC output characteristics

通過仿真對ADC的理論計算進行驗證，仿真波形如圖6所示，從仿真波形來看，ADC能夠達到12位轉(zhuǎn)換精度，轉(zhuǎn)換結(jié)果與理論計算相同。

圖6 逐次逼近ADC仿真結(jié)果Fig.6 Simulation result of SAR ADC

4 結(jié)束語

設(shè)計的電荷再分布逐次逼近ADC，通過引入耦合電容，整個電容陣列只需要128個單位電容C，相比直接使用二進制加權(quán)電容陣列，節(jié)省了近97%的單位電容數(shù)量。分析了外加耦合電容CS的計算方法和采樣保持轉(zhuǎn)換的原理，通過仿真分析，轉(zhuǎn)換的分辨率LSB＝0.6mV，能夠達到12位轉(zhuǎn)換精度。

［1］ 孫彤.低功耗逐次逼近模數(shù)轉(zhuǎn)換器的研究與設(shè)計［D］.北京：清華大學(xué)，2007.

SunTong.Study and Design of Low－power Successive Approximation Analog－to－digital Converter［D］.Beijing：Tsinghua University，2007.

［2］ Takeshi Yoshida，Miho Akagi，Mamoru Sasakiand Atsushi Iwata.A 1V Supply Successive Approximation ADC with rail－to－rail input voltage range［C］.IEEE，2005：192－195.

［3］ Eugenio Culurciello and Andreas Andreou.An 8－bit，1mW Successive Approximation ADC in SOICMOS［C］.IEEE，2003：301－304

［4］ R.Jacob Baker.CMOS電路設(shè)計·布局與仿真［M］.劉艷艷，張為，譯.北京：人民郵電出版社，2008.

R.Jacob Baker.CMOSCircuit Design，Layout，and Simulation Second Edition［M］.Beijing：ThePeople’s Posts and Telecommunications Press，2008.

Design of Charge Redistribution SAR DAC

Gao Jiating，Zhao Hongjian
（The 47th Research Institute of China Electronics Technology Group Corporation，Shenyang 110032，China）

The charge redistribution successive approximation analog－to－digital converter is designed in this paper.By adding coupling capacitance CS，128 unit capacitances C are used in the capacitor array，and almost 97%unit capacitances is saved comparing with the directly using binary weighted capacitor array.The simulation is completed by 0.35μm Mix Signal，3.3V processmodel in Charted and the results show that the resolution of the converter（LSB）is 0.6mV and can reach 12 bits conversion accuracy.

Successive approximation；ADC；DAC；Charge redistribution

10.3969/j.issn.1002－2279.2015.06.002

TN752.2

A

1002－2279（2015）06－0006－03

高加亭（1982－），男，吉林省農(nóng)安市，本科，工程師，主研方向：集成電路工程。

2014－12－17