王 林，夏 婷，張立生，王荃禹

（1.鹽城工學院電氣工程學院，江蘇 鹽城 224002；2.麗水學院 學生處，浙江 麗水 323000；3.國網黃山市供電公司，安徽 黃山 230061）

0 引 言

近些年來，由于低碳和節(jié)能需求，具有體積較小、功耗較低、使用壽命較長、高亮度，低熱量、可控性強等優(yōu)點的LED照明技術引起廣泛關注。LED照明的核心是LED驅動電路的設計，即需要一個適配的LED驅動電路才可以實現(xiàn)LED照明的正常工作［1，2］。因此設計一個具有高轉換效率、電氣性能優(yōu)良的驅動電源是非常有必要的，這也正是設計恒流電源的意義所在［3－5］。

本文設計了一種高性能的12 W恒流電源。在研究驅動電路拓撲結構適配條件的基礎上，采用帶有自抖動功能的電流模式PWM控制器SD4843P，以反激電路為主電路與反饋網絡設計相結合實現(xiàn)12 W恒流電源的高轉換效率運行；分析了系統(tǒng)的工作原理，給出了詳細的反激拓撲結構和反饋網絡的參數設計過程，最后通過實驗評估恒流電源的性能。

1 控制原理分析

主控芯片選擇電流模式PWM控制器SD4843P。它具有抖動的振蕩頻率、欠壓鎖定、過壓保護、脈沖前沿消隱、過流保護和溫度保護等功能。內部集成了高壓650 V功率 MOSFET［1］，其反激拓撲控制結構如圖1所示。

圖1中，Uin為輸入電壓，UOR為反射電壓，IPRI為變壓器初級電流，UDS為開關管導通壓降，ISEC次級電流；圖2中tON為Q1導通時間，在此期間，初級工作，次級儲能，C1向載荷提供能量；tOFF為Q1截止時間，在此期間次級工作，電容C1儲能。在連續(xù)工作模式下，電路工作方式如圖2所示。

圖2 連續(xù)模式下工作波形

2 驅動電源模塊設計

2.1 AC－DC模塊設計

RTH為熱敏電阻，可以抑制輸入電路浪涌電流；F1為熔斷器，起過流保護作用；為提高EMI性能，由于SD4843內部自帶頻率抖動，因此AC輸入方式選用共模輸入方式，完全可以滿足抗干擾需求，共模電感選為20 mH，X電容C1選為0.1μF400 V。電源的輸入標準電壓為220 VAC，頻率為50 Hz，設計輸出電壓范圍為195 VAC－265 VAC，設計輸出功率為12 W，效率η＝90%，則交流輸入功率P＝P0／η＝13.3 W，因此整流二極管選用IN4007可以滿足需求（也可選用整流模塊）。綜合考慮交流電壓輸入范圍，整流輸出濾波電容為1.6μF／W，選為22μF／400 V。AC－DC模塊的原理圖如圖3所示。

圖3 AC－DC模塊

交流輸入電壓經熱敏電阻RTH，進入干擾抑制共模電感L1，整流橋整流后，經濾波電容C2濾波，并在C2兩端形成300 V左右的直流電，作為后級電路的輸入電壓和SD4843啟動電源。

2.2 反激電路設計

2.2.1 SD4843P周圍電路

基于SD4843P的恒流電源反激功能模塊，如圖4所示。整流后電壓經R3、R4加至3腳進行啟動供電，啟動后變壓器輔助繞組獲得的電壓經R8限流和VD6整流后對C4充電，當C4電壓達到12 V后，開始對芯片進行供電。整流濾波后電壓經變壓器初級線圈加至6、7、8腳與SD4843P內部的 MOS管的漏極相連。R5、R6、R7、C3、VD5組成 RCD吸收電路，主要作用是嵌位漏感所產生的電壓，從而保證了MOSFET管的漏端電壓小于其耐壓值。

圖4 反激功能模塊

2.2.2 變壓器的設計

（1）輸入整流濾波電容CDC和整流之后的電壓范圍

當輸入AC為110／115 V（輸入最小值為85 V且輸入最大值為132 V）和通用輸入（輸入最小為85 V且輸入最大為265 V）時，輸入整流濾波電容約為3 mF／W；當輸入AC為220 V（輸入最小為195 V且輸入最大為265 V）時，輸入整流濾波電容約為1 mF／W。由此可見：輸入整流濾波電容CDC＝1 mF／W。

在已知輸入整流濾波電容為1 mF／W的基礎上可知整流之后的最小輸入直流電壓

整流之后的最大輸入直流電壓為：

式（1）、（2）中，fL為輸入交流電的頻率，為工頻50 Hz；輸入整流濾波電容CDC為取技術給定值輸入電容；P0為輸出功率；η為效率；tc表示整流導通時間（取3 ms）；Uacmin和Uacmax分別表示輸入交流電壓的最小有效值和最大有效值。

（2）確定最大占空比Dmax和MOSFET耐壓值

當電路工作在連續(xù)模式下（理想情況），為了防止次振蕩諧波的存在，一般D取0.45，在占空比的基礎上可以求得反射電壓值：

MOSFET漏端電壓值：

（3）確定變壓器初級電感值Lm

在滿載以及輸入電壓最低情況下計算變壓器初級電感值是最大的，其他任何情況電感值都比其要低。因此，可以求得Lm，

式中，fs表示開關頻率（本設計fs＝67 kHz）；KRF表示紋波系數，對于連續(xù)模式CCM中KRF＜1取0.45。根據公式：

可知，開關管MOSFET上的峰值電流為：

開關管MOSFET電流有效值為：

（4）確定變壓器的合適磁芯以及初級匝數的最小線圈防止變壓器磁芯飽和

在計算變壓器鐵芯時采用最常見的AP法，其窗口大小為：

式中，Aw為窗口面積；Ae為磁芯截面積；ΔB為磁通最大擺幅?。?.3 T～0.5 T）。

防止磁飽和的最小初級匝數：

變壓器初級與次級匝數之比為：

根據初級匝數與次級匝數關系可知：

輔助繞組與次級繞組的匝比關系為：

（5）變壓器繞組導線直徑的確定

初級繞組導線直徑公式為：

式中，IP表示初級電流；J表示電流密度，一般取3～4 A／mm2，這里取3 A／mm2。

根據所求直徑求得截面積，初級采用直徑為0.3 mm漆包線銅線，次級采用直徑為0.3 mm漆包線銅線雙線并饒（可以有效防止集膚效應），輔助繞組采用與次級繞組相同的線徑銅線雙線并繞。

2.3 反饋網絡設計

輸出反饋采用電流控制模式，反饋回路的傳遞函數［3－7］為：

設計反饋回路的主要依據是極值條件下能滿足穩(wěn)定性需求，在其他條件下也能滿足穩(wěn)定性需求。因此在連續(xù)模式下設計反饋回路，穿越頻率應設置在1／3右半平面零點上，降低右半平面零點的影響。補償網絡的零點設置在穿越頻率的1／3處。反饋網絡增益應該滿足需求，根據調試情況選定。反饋網絡的調試結果如圖5所示。

圖5 反饋網絡

3 實驗與分析

通過單相調壓器在不同電壓值下測試了恒流電源的基本性能，參數測試值記錄于表1中。根據實驗記錄數據繪制了伏安曲線、效率曲線、功率因數曲線圖形，直觀地反映出不同電壓狀況對其性能的影響和變化趨勢，具體如圖6所示。

由圖6（a）可以看出電源輸出電流值與市電輸入電壓成正關聯(lián)（設計輸入電壓范圍內），其線性調整率為3%；圖6（b）可以看出效率正關聯(lián)輸入電壓，在設定電壓范圍內，達到90%以上，實現(xiàn)了高轉化效率，達到節(jié)能的目的，其線性調整率為1%；由圖6（c）可知功率因數與輸入電壓負關聯(lián)，其線性調整率為2.8%，額定值附件接近0.94，系統(tǒng)具有穩(wěn)定的高功率因數。從實驗數據和繪制圖形趨勢，可以看出設計的恒流電源具有穩(wěn)定的、高性能的電氣特性。

表1 基本性能參數

圖6 電氣特性圖

圖7為恒流電源額定輸入時的測量波形，其中U為輸出電壓，I為輸出電流，F(xiàn)eedback為反饋信號測量波形。測量電流有效值為1 V，折算為實際電流峰值約為338 mA，谷值約為297 mA，有效值為316.4 mA，輸出電流紋波率為13%，由此可知恒流電源具有高質量的穩(wěn)定輸出電流。

圖7 輸出電流實驗波形

樣機實驗結果滿足了恒流電源設計目標的低紋波、高功率因數、高效率、高安全性能的要求。

4 結 論

本文分析了基于SD4843P控制芯片的12 W恒流電源的反激電路，AC－DC模塊、反饋網絡等模塊的工作原理，給出了相關電路參數的詳細設計過程。

樣機實驗結果表明流過LED的平均電流穩(wěn)定在316 mA，進而保障LED亮度的穩(wěn)定。恒流電源在交流190～230 V輸入電壓狀態(tài)下，功率因數都在0.938以上，轉換效率高達91%，實現(xiàn)了恒流電源驅動的高轉換效率和穩(wěn)定優(yōu)質的電氣性能。

［1］ 陳 為，王小博.一種具有多路LED自動均流功能的反激式集成變換器［J］.中國電機工程學報，2012，32（30）：30－36.

［2］ 羅全明，支樹播.一種高可靠無源恒流LED驅動電源［J］.電力自動化設備，2012，32（4）：58－62.

［3］ 駱康城.大功率LED驅動研究［D］.杭州：浙江大學碩士論文，2013：26－38.

［4］ Jaber Hasan.Topics on Light－Emitting－Diode driver research［D］.Arkansas：University of Arkansas，2012.

［5］ 沈 霞，王洪誠.基于反激變換器的高功率因數LED驅動電源設計［J］.電力自動化設備，2011，31（6）：140－143.

［6］ 徐根達，趙和昌.一種高效大功率LED驅動電源設計［J］.電源技術，2011，7：811－813.

［7］ 趙之辰.可調光大功率LED驅動器的設計［D］.南京：南京理工大學碩士論文，2014：22－38.